一種Ku頻段機載同軸雙工器設計*

(成都天奧電子有限公司，成都 610036)

1 引 言

在采用頻分多工系統(tǒng)的雙工無線通信中，微波雙工器起到收發(fā)信號頻分、隔離的作用，并使得收發(fā)信號共享一副天線，是實現(xiàn)多信道實時雙向通信的重要器件之一，在衛(wèi)星通信、雷達、電子對抗等系統(tǒng)中都有著廣泛的應用[1]。

在Ku頻段，常見雙工器大多采用波導型設計，文獻[2,3]采用高精度模式匹配法獲得S參數(shù)，再對目標函數(shù)編程優(yōu)化，得到設計尺寸；文獻[4,5]采用多項式綜合法獲得耦合系數(shù)矩陣進行設計。文獻中Ku頻段雙工器實例均采用波導結構，同軸雙工器設計鮮有報道。Ku頻段同軸雙工器由兩個同軸腔帶通濾波器組成，與波導雙工器相比，同軸雙工器同樣具有高Q值、低損耗、高隔離等特點，體積相對同頻段波導雙工器而言降低了50%～70%。

本文給出了一種Ku頻段同軸腔雙工器設計方法。首先，分別對兩個帶通濾波器采用KQ值法設計，獲得耦合系數(shù)矩陣和外部品質因素；其次，采用等效電路優(yōu)化法，應用微波仿真軟件對雙工器公共端T型頭電參數(shù)進行優(yōu)化，獲得最佳頻響特性下的群時延理論值，獲取T型頭電參數(shù)；最后，將所有電參數(shù)轉化為可實現(xiàn)的物理結構尺寸。

2 Ku頻段同軸腔帶通濾波器設計

本文所設計的雙工器其兩個帶通濾波器技術指標要求如下：通帶1為14.5～14.7 GHz，通帶2為15.7～16.2 GHz，插入損耗小于等于1.2 dB，駐波比小于等于1.4，隔離度大于等于80 dB。

選定切比雪夫低通原型后，首先確定濾波器的拓撲結構，受尺寸限制，不能采用交叉耦合拓撲結構[6-7]，只能采用傳輸零點都在無窮遠處的普通耦合拓撲結構。然后，根據(jù)駐波比要求確定波紋因子Lar，根據(jù)阻帶衰減指標，考慮插損因數(shù)適當放寬通帶帶寬，使用式(1)確定階數(shù)N：

La(N)=10 lg[1+ε·cosh2(N·acosh(q))]

(1)

用經(jīng)典公式[8-9]計算出低通原型元件值gi，再使用式(2)和式(3)計算出歸一化耦合系數(shù)Kij和歸一化外部品質因素Qe：

(2)

Qe=g0g1

(3)

至此計算出了所有帶通濾波器的電參數(shù)。使用微波仿真軟件ADS，將電參數(shù)代入圖1所示的KQ值等效電路模型中，獲得帶通濾波器的仿真性能特性如圖2所示。圖1中，傳輸線工作于fo，長為1/4波長，阻抗為1/kij；并聯(lián)諧振回路中，L=C=1/(2πfo)，源和負載內阻為1。

圖1 帶通濾波器等效電路模型

(a)通帶1

(b)通帶2

3 Ku頻段同軸腔雙工器設計

雙工器的綜合方法有S矩陣綜合和等效電路優(yōu)化提取參數(shù)兩種，我們采用后一種方法進行設計。雙工器等效電路優(yōu)化法是算法優(yōu)化，利用微波仿真軟件中的優(yōu)化器提供的優(yōu)化算法，如梯度優(yōu)化算法、隨機優(yōu)化算法等，對等效電路設定多個優(yōu)化目標(如回波損耗、阻帶衰減、插損等)，對等效電路中的關鍵參數(shù)進行優(yōu)化，從而獲得最佳的頻響特性，最終提取有用參數(shù)。該法特別適于工程快速設計。

將上節(jié)所得的兩個帶通濾波器等效電路輸入端并接，構成三端口微波網(wǎng)絡，即雙工器的等效電路，代入KQ設計法中獲得KQ值。先對等效電路設定優(yōu)化目標：兩個通帶內回波損耗大于20 dB, 各自的阻帶衰減大于86 dB。為節(jié)約仿真資源，結合雙工器實際，選擇關鍵參數(shù)進行初始優(yōu)化：從等效電路可知，兩個帶通濾波器并接后，T型接頭參數(shù)對原單個帶通濾波器在各自通帶內的輸入導納或阻抗影響，使其導納或阻抗值不為實數(shù)，對第一級諧振回路參數(shù)影響很大，從而影響雙工器各自通帶內的頻響特性，對后續(xù)諧振回路參數(shù)影響很小，所以選擇構成T型頭的兩端傳輸線的特性阻抗參數(shù)進行優(yōu)化。

優(yōu)化時，先采用隨機優(yōu)化算法獲取變量初值，再采用梯度優(yōu)化算法進一步仿真。最終的雙工器頻響特性仿真結果如圖3所示，T型頭的群時延響應曲線如圖4所示。T型頭通帶1公共端的Qe值確定為29.791 2，對應中心頻率14.6 GHz處群時延值為1.53 ns；通帶2公共端的Qe值確定為24.891 8，對應中心頻率15.95 GHz處群時延值為1.17 ns。

圖3 雙工器S參數(shù)仿真結果

圖4 T型頭的群時延響應圖

4 電參數(shù)的物理結構實現(xiàn)以及仿真優(yōu)化

4.1 單個同軸諧振腔設計

由插損指標1.2 dB，得出需無載Qu為3 400以上，為獲得最大無載Qu,取方同軸腔諧振器特性阻抗為76 Ω左右。在Ku頻段，為使同軸腔工作于TEM模，避免高次模的破壞，內外導體半徑之和需滿足下式：

(4)

式中,f為16.2 GHz,內導體半徑r=1.4 mm，方腔邊長L=9 mm，方腔高7 mm，通帶1的內導體高為2.8 mm，通帶2的內導體高為2.6 mm。經(jīng)場仿真軟件HFSS計算得Qu=3 600，特性阻抗為75.17 Ω，插損小于1.2 dB。

4.2 同軸諧振腔級間耦合及非公共端輸出耦合設計

取耦合壁厚1.5 mm，級間耦合采用全通型混合耦合槽，仿真模型如圖5所示。采用雙腔本征模法，經(jīng)HFSS仿真，耦合系數(shù)對應的耦合槽寬度為：

通帶1：k12=k56←→槽寬為5.1 mm；

k23=k45←→槽寬為4.4 mm；

k346←→槽寬為4.3 mm；

通帶2：k12=k56←→槽寬為5.3 mm；

k23=k45←→槽寬為4.6 mm；

k346←→槽寬為4.6 mm。

非公共端輸出耦合采用S11單終端法，仿真模型如圖6所示，得出通帶1輸出端抽頭位置距離諧振器短路端1.65 mm，通帶2輸出端抽頭位置距離諧振器短路端2.1 mm。

圖5 同軸腔級間耦合仿真模型

圖6 單終端法輸出耦合仿真模型

4.3 同軸腔雙工器公共端T型頭設計

采用群時延擬合法快速獲得T型頭的結構尺寸：利用第3節(jié)電路設計所獲得的T型頭群時延值作為目標值，使用場仿真物理模型，設定T型頭高度變量，利用場仿真軟件HFSS計算出物理模型的群時延值作為實際值，與目標值比較，若差異較大則修改變量，直到實際值與目標值相近為止。

T型頭仿真物理模型如圖7所示，群時延值仿真結果如圖8所示，對應中心頻率14.6 GHz處群時延值為1.8 ns，對應中心頻率15.95 GHz處群時延值為0.95 ns，與目標值相近，從而得到T型頭公共端與通帶1濾波器第一個諧振腔連接高度為距離諧振器短路端2.5 mm，與通帶2濾波器第一個諧振腔連接高度為距離諧振器短路端1.5 mm。

圖7 T型頭仿真物理模型

圖8 T型頭物理模型群時延值仿真結果

5 試驗結果

根據(jù)上述尺寸參數(shù)，對Ku頻段同軸腔雙工器進行了實物加工、調試和測量，實物圖片及實測曲線如圖9示。由圖可見，測試結果與設計仿真結果比較吻合，主要電性能指標測試結果如下：駐波為1.35；插入損耗在14.5～14.7 GHz處為0.83 dB，15.7～16.2 GHz處為0.86 dB；隔離大于80 dB；物理尺寸為70 mm(長)×29 mm(寬)×12 mm(高)。

(a)實物圖片

(b)實測曲線

6 結 論

針對Ku頻段雙工器在實際應用中的小型化問題，本文提出了一種Ku頻段同軸雙工器的設計方法。通過使用兩個同軸帶通濾波器構成雙工器實現(xiàn)小體積，大大縮減了Ku頻段雙工器尺寸。采用等效電路優(yōu)化法進行快速準確設計，使得同軸雙工器同樣具有低損耗、高隔離等特點。使用文中提出的方法設計加工并進行了實物測量，結果表明所設計的Ku頻段同軸雙工器的通帶插損、駐波比、隔離均優(yōu)于指標要求，證明本法切實可行。與同頻段H-T波導雙工器相比，體積降低了70%，明顯具有小體積的優(yōu)勢，滿足了機載環(huán)境使用。同時，本文所述設計方法同樣適用于Ku頻段以下的其它頻段同軸雙工器設計。

參考文獻：

[1] Bornemann J, Rosenberg J. Waveguide Components for Antenna Feed Systems—Theory and CAD[M]. Norwood,MA: Artech House,1985.

[2] 張本全，王錫良，阮穎錚. Ku頻段波導型雙工器的研制[J]. 通信學報，2004，25(3)：161-166.

ZHANG Ben-quan, WANG Xi-liang, RUAN Ying-zheng. Design of Ku-band waveguide diplexer[J]. Journal of China Institute of Communications，2004,25(3):161-166.(in Chinese)

[3] Joachim D,Arndt F. Computer-aided Design of Slit-coupled H-plane T-junction Diplexers with E-plane Metal-insert Filters[J].IEEE Transactions on MTT,1988,36(12):1833-1840.

[4] Ke-Li Wu，Wei Meng. A Direct Synthesis Approach for Microwave Filters With a Complex Load and Its Application to Direct Diplexer Design[J].IEEE Transactions on MTT, 2007,55(5):1010-1017.

[5] Giuseppe Macchiarella1，Stefano Tamiazzo. Novel Approach to the Synthesis of Microwave Diplexers [J].IEEE Transactions on MTT, 2006,54(12):4281-4290.

[6] Richard J Cameron. General Coupling Matrix Synthesis Methods for Chebyshev Filtering Functions[J].IEEE Transactions on MTT, 1999, 47(4):433-442.

[7] Richard J Cameron. Advanced Coupling Matrix Synthesis Techniques for Microwave Filters[J].IEEE Transactions on MTT, 2003, 51(1):1-10.

[8] Matthaei G, Young L, Jones M T. Microwave Filters,Impedance Matching Networks and Coupling Structures[M]. Norwood, MA: Artech House, 1985.

[9] HongJ S, Lancaster M J. Microstrip filter for RF/Microwave applications[M]. New York:John Wiley & Sons, 2001.