應(yīng)用于光伏并網(wǎng)的雙模共地型逆變器

摘要：研究一種新型無(wú)變壓器雙模式電壓源逆變器（VSI）;其中共地型結(jié)構(gòu)短路寄生電容，理論上可完全消除漏電流。該逆變器由升降壓開(kāi)關(guān)（SBB）模塊和LC濾波網(wǎng)絡(luò)集成，且輸出波形具有良好的對(duì)稱(chēng)性。所提拓?fù)渚邆鋵捿斎腚妷悍秶鷥?nèi)滿足并網(wǎng)電壓增益、結(jié)構(gòu)緊湊、調(diào)制策略簡(jiǎn)單等特點(diǎn)。同時(shí)，SBB模塊可實(shí)現(xiàn)軟充電，電流應(yīng)力控制在允許范圍內(nèi)。詳細(xì)介紹了逆變器的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)、工作原理，并設(shè)計(jì)了閉環(huán)控制單元。最后研究結(jié)果表明所提VSI的可行性和良好性能。

關(guān)鍵詞：光伏系統(tǒng)；逆變器；無(wú)變壓器；升降壓；漏電流

中圖分類(lèi)號(hào)：TM46文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0引言

逆變器作為光伏電源并網(wǎng)環(huán)節(jié)的重要接口設(shè)備，其性能直接影響整個(gè)發(fā)電系統(tǒng)的效率和穩(wěn)定性1。非隔離型逆變器具有體積小、成本低、效率高等優(yōu)點(diǎn)而得到廣泛應(yīng)用2]。但挑戰(zhàn)為光伏電源與電網(wǎng)之間存在電氣連接，引發(fā)共模漏電流，增加并網(wǎng)電流諧波和系統(tǒng)損失，甚至危及人員和設(shè)備安全[3]。

對(duì)此，國(guó)內(nèi)外學(xué)者提出H5、H6和HERIC等有源中性點(diǎn)鉗位型（active neutral point clamp，ANPC）逆變器。上述方案的主要思路是保持共模電壓（common-mode voltage，CMV）恒定以降低共模漏電流（common-mode leakage current，CMLC）？-51，使并網(wǎng)電能質(zhì)量得到改善。但是上述方案在實(shí)際運(yùn)行中，由于中性點(diǎn)電位會(huì)出現(xiàn)二次低頻脈動(dòng)，進(jìn)而導(dǎo)致輸出側(cè)電流的低次諧波含量較高6。同時(shí)，直流側(cè)輸入電壓利用率低，需額外級(jí)聯(lián)升壓?jiǎn)卧獊?lái)獲得所需并網(wǎng)增益7。鑒于此，文獻(xiàn)[8]提出一種集成升壓?jiǎn)卧母倪M(jìn)型ANPC逆變器，然而采用雙極性脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）使得并網(wǎng)電流諧波較高，因此所需濾波器體積較大。此外，由于半導(dǎo)體器件寄生參數(shù)的存在，鉗位后電壓不可能保持恒定，因此漏電流依然存在。

針對(duì)上述不足，共地型（common-ground，CG）逆變器已成為目前研究的重點(diǎn)[9-12]。其思路是將太陽(yáng)電池負(fù)極直接與電網(wǎng)中性點(diǎn)連接，短路對(duì)地雜散電容9]?；诖烁拍?，有學(xué)者提出基于飛跨電容的三電平CG型逆變器[10-11和兩電平CG型逆變器[12]。此外，文獻(xiàn)[13]提出一種基于開(kāi)關(guān)電容（switching capacitor，SC）的CG型逆變器，并具有可觀的電壓增益，然而開(kāi)關(guān)管需承受較大的浪涌電流。反觀其余工作，文獻(xiàn)[10-12]僅工作在降壓模式，文獻(xiàn)[13]僅工作在升壓模式。然而光伏系統(tǒng)對(duì)環(huán)境變化十分敏感，因此上述變換器均無(wú)法與較寬范圍變化的輸入電壓相匹配。與此同時(shí)，IEEE 1547-2018要求光伏逆變器為電網(wǎng)提供無(wú)功支撐，而文獻(xiàn)[12-13]并不具備無(wú)功饋網(wǎng)的能力，因此僅限于離網(wǎng)應(yīng)用。

綜上，本文提出一種基于CG結(jié)構(gòu)的雙模式逆變器。該逆變器拓?fù)溆缮祲洪_(kāi)關(guān)模塊和LC濾波網(wǎng)絡(luò)集成，具有良好的升、降壓能力，可應(yīng)對(duì)寬范圍電壓輸入，具備軟充電能力，理論上無(wú)漏電流，同時(shí)為向電網(wǎng)提供無(wú)功功率支撐。詳細(xì)分析新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理，并進(jìn)行建模分析。最后，搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)來(lái)驗(yàn)證新型逆變器的正確性和有效性。

1新型逆變器拓?fù)浼澳B(tài)分析

1.1新型電路拓?fù)?/p>

如圖1所示，所提逆變器拓?fù)涫怯蒔V陣列、SBB模塊、開(kāi)關(guān)管S？、S？和LC濾波網(wǎng)絡(luò)組成。SBB模塊輔助完成雙模式即降壓模式和升壓模式，并由開(kāi)關(guān)管Sm、S？、S？、電感L、電容C.和二極管D？構(gòu)成。

由于采用CG結(jié)構(gòu)，短路對(duì)地雜散電容C，理論上無(wú)共模電流（common mode current，CMC）。此外，通過(guò)SSB模塊調(diào)節(jié)寬范圍電壓輸入，實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤運(yùn)行（maximumpower point operation，MPPTO），以滿足并網(wǎng)電壓要求；其中電感L對(duì)電容C進(jìn)行軟充電。

1.2模態(tài)分析

所提逆變器在每個(gè)正負(fù)半周內(nèi)分別有3種工作狀態(tài)，如圖2所示；其中關(guān)鍵波形如圖3所示。vg為未濾波前輸出側(cè)電流。為簡(jiǎn)化分析，首先假設(shè)所提逆變器已達(dá)到穩(wěn)態(tài)，并滿足如下條件：

1）半導(dǎo)體器件均為無(wú)寄生參數(shù)的理想器件。

2）電容Cn足夠大，且開(kāi)關(guān)周期內(nèi)兩端電壓可視為常數(shù)。模態(tài)I[to，t？]：如圖2a所示，此模態(tài)有2個(gè)電回路?；芈?中，開(kāi)關(guān)S？、S？導(dǎo)通，電容C向電感L？和電網(wǎng)放電。回路2中，開(kāi)關(guān)Sm導(dǎo)通，光伏組件vm向電感L？充電。當(dāng)t=t？時(shí)，開(kāi)關(guān)Sim、S？關(guān)斷，該模式結(jié)束。

式中：v——光伏組件兩端電壓。

模態(tài)Ⅱ[t，t？]：如圖2b所示，此模態(tài)亦有2個(gè)回路?；芈?中，開(kāi)關(guān)S？、S？導(dǎo)通，電感L？向電網(wǎng)供能。另一回路中，二極管D？導(dǎo)通，電感L？將電能轉(zhuǎn)移至電容C。當(dāng)t=t？時(shí)，iz=0，該階段結(jié)束。

式中：Vc——電容C兩端電壓。

模態(tài)Ⅲ[t？，t？]：如圖2c所示，開(kāi)關(guān)S？、S？保持導(dǎo)通。電感L？繼續(xù)向電網(wǎng)供能，當(dāng)t=t？時(shí)，該模式結(jié)束。

由于負(fù)半周與正半周分析類(lèi)似，故不再贅述。負(fù)半周期3個(gè)模態(tài)等效電路如圖2d～圖2f所示。

2控制單元設(shè)計(jì)

圖4為本文逆變器的控制框圖和調(diào)制電路。為實(shí)現(xiàn)正弦信號(hào)的無(wú)靜態(tài)誤差跟蹤，根據(jù)內(nèi)模原理（internal modelprinciple，IMP），需在控制器內(nèi)加入與正弦信號(hào)一致的環(huán)節(jié)。因此，本文采用PR控制器，其傳遞函數(shù)為：

式中：Kp、Kr——比例系數(shù)、諧振系數(shù)。

根據(jù)文獻(xiàn)[14]，本文滿足PR控制器與PI控制器相同傳遞函數(shù)的條件，經(jīng)過(guò)工程設(shè)計(jì)法設(shè)計(jì)的PI控制器參數(shù)可用于PR控制器。經(jīng)計(jì)算，本文PR控制器的參數(shù)分別為Kp=0.0003，Kg=3.7。

3功率損耗分析

3.1導(dǎo)通損耗

3.1.1半導(dǎo)體器件

半導(dǎo)體器件的壓降由內(nèi)電阻R引起，可表示為：

式中：i——流過(guò)半導(dǎo)體器件的電流。

Sm和S2，3的開(kāi)關(guān)狀態(tài)相同，并在iggt;0時(shí)與S？互補(bǔ)，因此占空比為：

式中：m——調(diào)制比。

當(dāng)iglt;0時(shí)，S？和S4占空比為1，則有：

已知半導(dǎo)體器件中電流為PWM波，且導(dǎo)通時(shí)間由占空比決定，因此高頻開(kāi)關(guān)Sin？、S？，3和開(kāi)關(guān)S？的導(dǎo)通損耗為：

開(kāi)關(guān)S？、S？的導(dǎo)通損耗為：

二極管D？的導(dǎo)通損耗為：

式中：Rp——二極管D？的導(dǎo)通電阻。

綜上，總導(dǎo)通損耗為：

3.1.2電感

電感導(dǎo)通損耗分為直流電阻Rz-d相關(guān)的工頻電流導(dǎo)通損耗，以及與交流電阻R？，相關(guān)的高頻電流紋波導(dǎo)通損耗。因此，電感的導(dǎo)通損耗可表示為：

3.2開(kāi)關(guān)損耗

開(kāi)關(guān)損耗主要在于器件開(kāi)通和關(guān)斷瞬間電壓和電流的重疊損耗。計(jì)算公式為：

式中：t.——開(kāi)關(guān)管脈沖電壓的上升時(shí)間；ti——脈沖電壓的下降時(shí)間。

3.3電感鐵芯損耗

首先，磁通量變化量△B為：

式中：N，——電感匝數(shù)；μ？——電感氣隙的磁導(dǎo)率；l—電感的氣隙長(zhǎng)度。

其次，已知鐵芯損耗P與磁通變化量及頻率有關(guān)的函數(shù)，則有：

式中：a、b、c——損耗系數(shù)，且a、b、c可通過(guò)鐵芯損耗圖進(jìn)行擬合。

3.4電容損耗

電容導(dǎo)通損耗是由它的等效串聯(lián)電阻Rs決定，可通過(guò)式（16）計(jì)算得到。

圖5分別列出了輸出功率為300 W下導(dǎo)通損耗、開(kāi)關(guān)損耗和鐵芯損耗占總損耗的百分比和效率曲線。由于開(kāi)關(guān)S？的體二極管在vglt;0時(shí)一直保持導(dǎo)通，因此損耗較大。值得注意的是PSIM模型中未考慮到PCB板的損耗，所以計(jì)算出的效率略高于實(shí)測(cè)效率。

4實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提逆變器拓?fù)浼捌淇刂撇呗缘恼_性，本文搭載一臺(tái)300 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)相關(guān)參數(shù)如表1所示。

圖6a顯示了輸入電壓變化時(shí)，并網(wǎng)電流的瞬態(tài)響應(yīng)。并網(wǎng)電流快速的動(dòng)態(tài)性能可看出PR控制器參數(shù)選取的正確性。同時(shí)，并網(wǎng)電流并未受階躍輸入電壓的影響。此外，本文需完成逆變器參考電流的相位和幅值從全有功支撐變?yōu)槿珶o(wú)功支撐。圖6b顯示了上述情況下并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓的實(shí)驗(yàn)波形。在對(duì)參考電流修正之前，逆變器向電網(wǎng)注入約300 W有功功率；修正后向電網(wǎng)注入約150 var的無(wú)功功率。整個(gè)過(guò)程，并網(wǎng)電流的總諧波畸變率（total harmonicdistortion，THD）小于3.7%。

圖7為直流側(cè)輸入電感的電流i和開(kāi)關(guān)S的驅(qū)動(dòng)電壓波形。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，電流i，在工頻正負(fù)半周具有良好的對(duì)稱(chēng)性。從開(kāi)關(guān)S的占空比可看出，其驅(qū)動(dòng)信號(hào)為SPWM。

為驗(yàn)證所提逆變器的動(dòng)態(tài)性能，如圖8所示，負(fù)載電阻從100 Ω增至150 Ω，再?gòu)?50 Ω降至100 Ω。根據(jù)功率平衡理論，負(fù)載的變化會(huì)影響輸出電流的峰值?？煽闯?，逆變器經(jīng)過(guò)一短暫過(guò)程后進(jìn)入新穩(wěn)態(tài)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該控制策略具有良好的魯棒性。

根據(jù)VDE-ARN 4105標(biāo)準(zhǔn)，額定功率低于3.68 kW的并網(wǎng)逆變器需具備注入滯后0.95到超前0.95的無(wú)功功率[15]。因此，為驗(yàn)證所提逆變器無(wú)功饋網(wǎng)的能力，本文通過(guò)向指令電流igre添加無(wú)功分量，得到圖9的測(cè)試結(jié)果?？煽闯觯娏鞑ㄐ屋^平滑，且無(wú)失真現(xiàn)象。此時(shí)，該逆變器在功率因數(shù)PF=-0.95和功率因數(shù)PF=+0.94下穩(wěn)定運(yùn)行。

圖10為所提拓?fù)湓?00～400W范圍內(nèi)的效率曲線。在整個(gè)功率范圍內(nèi)，效率均在94.2%以上，且在輸出功率250W時(shí)最高，為97.9%。當(dāng)vin=80V時(shí)，最低效率為94.2%，峰值效率為96.7%;當(dāng)vm=120V時(shí)，最低效率為94.9%，峰值效率為97.9%。

5結(jié)論

本文提出一種新型雙模共地型逆變器，通過(guò)詳細(xì)推導(dǎo)、理論分析和設(shè)計(jì)考慮，得出以下結(jié)論：

1）通過(guò)將光伏組件負(fù)極與電網(wǎng)中性點(diǎn)連接消除共模漏電流。

2）該拓?fù)渚哂猩祲汉蛻?yīng)對(duì)寬范圍電壓輸入的能力。

3）該拓?fù)渚哂袩o(wú)功饋網(wǎng)能力。

4）直流母線電容具有軟充電能力，無(wú)浪涌電流。

5）輸入電壓和電流在正負(fù)半周具有良好的對(duì)稱(chēng)性，所需濾波器體積較小。

最后，搭建了一臺(tái)300 W的試驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行驗(yàn)證，結(jié)果表明，所提逆變器具備上述性能，且最大效率為97.8%，最大輸出電流諧波為3.7%。

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DUAL-MODE COMMON-GROUND TYPE INVERTER APPLIED TOPHOTOVOLTAIC GRID CONNECTION

Liang Guozhuang1，Han Peisong1，Zhao Huanwen2，Wang Fei3，Cao Yuan？，Tian Hanlei1

（1.School of Electrical Engineering，Hebei University of Science and Technology，Shijazhuang 050018，China;

2.China Resources Power Tangshan FengrunCo.，LTD，Tangshan 063300，China;

3.Fuxian Power Supply Branch of State Grid Shaanxi Electric Power Co.，Ltd.，Yan'an 727500，China;

4.Economic and Technological Research Institute of State Grid Hebei Electric Power Co.，Ltd.，Shijiazhuang 050021，China）

Abstract：Research a novel transformerless dual-mode voltage source inverter（VSI）in which the common ground structure short-circuits the parasitic capacitance and theoreticlly completely eliminates leakage currents.The inverter consists of a switching-boost-buck（SBB）module integrated with an LC filter network and has a good symmetry of the output waveform.The proposed topology featuresa wide input voltage range to meet the grid voltage gain，a compact structure，and a simple modulation strategy.Meanwhile，theSBBmodule allows for soft charging and current stress control within the permissible range.The structural characteristics and operatingprinciple of the inverter are described in detail，a closed-loop controller is designed.The final study results show the feasibility and goodperformance of the proposed VSI.

Keywords：photovoltaicsystem;inverters;transformerless;boost-buck;leakage current