用戶移動(dòng)性下的毫米波自適應(yīng)調(diào)制策略研究

摘 要：當(dāng)用戶移動(dòng)時(shí)，信號(hào)的傳輸距離隨之變化?；诖?，利用毫米波通信對(duì)傳輸距離的敏感性提出了距離自適應(yīng)調(diào)制策略。當(dāng)用戶接收誤碼率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ，ＢＥＲ） 超過門限時(shí)，用戶通過反饋信道請(qǐng)求基站調(diào)整信號(hào)調(diào)制階數(shù)和發(fā)送功率來(lái)保證ＢＥＲ 在門限以下?；靖鶕?jù)用戶反饋的ＢＥＲ 門限、傳輸距離以及天線增益等確定調(diào)制階數(shù)，通過最大化頻譜效率（Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ＳＥ） 得到最優(yōu)發(fā)送功率。通過仿真得出，當(dāng)傳輸距離小于３００ ｍ 時(shí)，采用２５６ 階數(shù)的正交幅度調(diào)制（２５６-ｏｒｄｅｒ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，２５６ＱＡＭ）；距離在３００ ～ ５００ ｍ 時(shí)，采用６４ＱＡＭ 調(diào)制；距離在５００ ～ ８００ ｍ時(shí)，采用１６ＱＡＭ 調(diào)制；距離大于８００ ｍ 時(shí)， 采用４ＱＡＭ 調(diào)制。比較已有的毫米波廣義空間調(diào)制（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ ＳｐａｃｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＱＡＭ，ＧＳＭＱＡＭ）、脈沖位置調(diào)制（Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰＰＭ） 和固定ＱＡＭ 調(diào)制策略，所提出的改進(jìn)的自適應(yīng)調(diào)制策略在保證ＢＥＲ 的前提下，數(shù)據(jù)率最高。

關(guān)鍵詞：自適應(yīng)調(diào)制；傳輸距離；誤碼率；發(fā)送功率；毫米波通信

中圖分類號(hào)：ＴＮ９１１． ３ 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：Ａ 開放科學(xué)（資源服務(wù)）標(biāo)識(shí)碼（ＯＳＩＤ）：

文章編號(hào)：１００３－３１１４（２０２４）０４－０９９２－０６

０ 引言

毫米波由于具有２６． ５ ～ ３００ ＧＨｚ 的大量可用帶寬，從而可支持Ｇｂ ／ ｓ 的數(shù)據(jù)速率，被認(rèn)為是第五代及以后無(wú)線移動(dòng)通信的關(guān)鍵技術(shù)之一［１－２］。為實(shí)現(xiàn)可靠和有效的毫米波通信，合適的調(diào)制策略是關(guān)鍵技術(shù)之一。由于毫米波頻率較高，隨著距離變化，路徑損耗較大，導(dǎo)致接收的信號(hào)會(huì)發(fā)生大幅波動(dòng)［３］。尤其當(dāng)用戶移動(dòng)時(shí)，收發(fā)距離發(fā)生變化，發(fā)送端采用固定的調(diào)制方式，會(huì)導(dǎo)致接收端誤碼率（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ，ＢＥＲ）增加，接收性能下降。為了解決這一問題，本文研究用戶移動(dòng)場(chǎng)景下的基于距離的自適應(yīng)調(diào)制方式。

目前已有的相關(guān)文獻(xiàn)研究的毫米波調(diào)制策略有廣義空間調(diào)制［４－５］、固定高階正交幅度調(diào)制（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＱＡＭ）［６］、脈沖調(diào)制［７］和基于ＱＡＭ 的多載波正交頻分調(diào)制（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ，ＯＦＤＭ）［３］等。然而這些調(diào)制方式都沒有很好地利用毫米波信道的特征即嚴(yán)重的路徑損耗。廣義空間調(diào)制雖然提高了毫米波系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率，但ＢＥＲ 陡升。固定高階數(shù)字調(diào)制不能適應(yīng)用戶的移動(dòng)性要求。脈沖調(diào)制和波形設(shè)計(jì)不能支持高譜效，且限制了可達(dá)數(shù)據(jù)率，只對(duì)短距離通信有效?；冢眩粒?的ＯＦＤＭ 策略在處理高數(shù)據(jù)率時(shí)會(huì)導(dǎo)致電路復(fù)雜度和計(jì)算復(fù)雜度較高。同時(shí)，在上述調(diào)制方案中，調(diào)制階數(shù)和發(fā)射功率以及距離沒有被聯(lián)合和智能地利用起來(lái)提高系統(tǒng)的性能。

基于上述調(diào)研，本文利用毫米波通信的距離可預(yù)測(cè)性［８］，當(dāng)用戶移動(dòng)時(shí)，利用已知距離來(lái)自適應(yīng)調(diào)節(jié)發(fā)送端的調(diào)制策略，包括調(diào)整發(fā)送端的調(diào)制階數(shù)和發(fā)送功率。在發(fā)送端平均功率受限的情況下，通過拉格朗日函數(shù)法優(yōu)化調(diào)制階數(shù)和發(fā)送功率，最大化頻譜效率（Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ＳＥ）同時(shí)保證接收端的ＢＥＲ 在要求范圍內(nèi)，解決毫米波通信的較大路徑損耗對(duì)通信ＢＥＲ 的影響。和已有的調(diào)制策略相比，本文將距離、發(fā)送功率和天線增益等與調(diào)制階數(shù)聯(lián)系起來(lái)，聯(lián)合優(yōu)化發(fā)送功率和調(diào)制階數(shù)，在保證通信質(zhì)量的前提下，最大化通信數(shù)據(jù)率。本文考慮了距離導(dǎo)致的路徑損耗和發(fā)送功率對(duì)調(diào)制策略的影響，以往的相關(guān)文獻(xiàn)僅考慮信道的多徑衰落的時(shí)變特性對(duì)調(diào)制策略的影響，沒有專門研究距離的大尺度衰落對(duì)調(diào)制策略的影響，而距離的影響在毫米波通信中是不容忽視的因素。

１ 系統(tǒng)模型與信道模型

１． １ 毫米波自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)模型

自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)模型如圖１ 所示，其中一個(gè)輸入消息ｒ［ｉ］從發(fā)射機(jī)發(fā)送到接收端。發(fā)射端先調(diào)節(jié)發(fā)送功率，然后調(diào)制編碼輸入信號(hào)ｒ［ｉ］，在ｉ 時(shí)刻以ｘ［ｉ］形式在信道上傳輸信號(hào)。信道增益Ｈ［ｉ］也稱為信道邊信息（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｉｄｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ，ＣＳＩ），在傳輸過程中發(fā)生變化。接收端通過解調(diào)和解碼得到輸入信號(hào)ｒ＾［ｉ］，同時(shí)利用接收信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)Ｈ＾ ［ｉ］，然后將估計(jì)的信道信息反饋到發(fā)送端用于自適應(yīng)調(diào)制和功率控制。為方便分析，假設(shè)沒有信道估計(jì)誤差和信息反饋時(shí)延［９］。當(dāng)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)都有ＣＳＩ 時(shí)，發(fā)射機(jī)可以根據(jù)信道狀態(tài)和反饋的其他有效參數(shù)來(lái)調(diào)整其傳輸策略。

１． ２ 信道模型的搭建和建模

因發(fā)射能量的散射和傳播特性，無(wú)線信號(hào)在空中傳播具有傳輸損耗，從宏觀上反映為在一定范圍內(nèi)接收信號(hào)的接收功率發(fā)生波動(dòng)［１０］。常用的路徑損耗模型有ＷＩＮＮＥＲＩＩ 路徑損耗模型［１１］、５ＧＣＭＵＭａ 路徑損耗模型［１２］、３ＧＰＰ ＴＲ ３８． ９０１ ＵＭａ ＬＯＳ路徑損耗模型［１３］以及ＭＥＴＩＳ ＵＭａ ＬＯＳ 模型［１４］等，其中ＷＩＮＮＥＲＩＩ 和５ＧＣＭ ＵＭａ 模型類似，只是參數(shù)不同。３ＧＰＰ ＴＲ ３８． ９０１ ＵＭａ ＬＯＳ 路徑損耗模型和ＭＥＴＩＳ ＵＭａ ＬＯＳ 模型是一致的。本文的路徑損耗根據(jù)３ＧＰＰ ３８． ９０１ 技術(shù)研究文檔中具體場(chǎng)景定義的路徑損耗公式來(lái)計(jì)算。

當(dāng)收發(fā)距離ｄ 在１０ ｍ 和ｄＢＰ 之間時(shí)：

ＰＬ１（ｄ） ＝ ２８ ＋ ２２ｌｇ ｄ ＋ ２０ｌｇ ｆＰＬ１（ｄ） ＝２８ ＋ ２２ｌｇ ｄ ＋ ２０ｌｇ ｆ。（１）

當(dāng)收發(fā)距離ｄ 在ｄＢＰ 和５ ｋｍ 之間時(shí)：

ＰＬ２（ｄ） ＝ ２８ ＋ ４０ｌｇ ｄ ＋ ２０ｌｇ ｆ － ９ｌｇ（ｄ２ＢＰ ＋ （ｈＢＳ － ｈＵＴ） ２ ），（２）

式中：斷點(diǎn)距離ｄＢＰ ＝ ４ｈＢＳ ·ｈＵＴ·ｆ／ｃ ，ｆ 表示信道中心頻率，在０． ５ ～ １００ ＧＨｚ；ｈＢＳ 和ｈＵＴ 分別表示基站和接收端的天線高度，最后一項(xiàng)是基站和接收端的等效天線增益。

接收信號(hào)功率是發(fā)射信號(hào)功率經(jīng)過信道衰落后的功率。已知Ｓｒ ＝ Ｈ·Ｓ，Ｓｒ 為接收入信號(hào)功率，Ｓ 為發(fā)送信號(hào)功率，Ｈ 為信道功率增益。由于毫米波通信頻段高，傳輸損耗大，其電波傳播環(huán)境與蜂窩移動(dòng)通信的傳播環(huán)境相差較大，因此不能簡(jiǎn)單照搬公網(wǎng)的信道模型。需要根據(jù)毫米波通信和用戶移動(dòng)性的特點(diǎn)，研究與之相適應(yīng)的信道模型，并帶入ＢＥＲ 計(jì)算中。由于毫米波頻率接近光頻率，本文采用與光通信類似的信道模型［１５－１６］，把大規(guī)模路徑損耗和小規(guī)模衰落損耗考慮進(jìn)去。因此，毫米波信道功率增益模型如下：

Ｈ ＝ Ｈｌ ·Ｈｆ， （３）

式中：Ｈｌ 表示距離導(dǎo)致的路徑損耗和陰影效應(yīng)，Ｈｆ表示多徑效應(yīng)導(dǎo)致的衰落損耗，一般用瑞利分布來(lái)建模小幅度信道衰落，從而功率衰落損耗服從指數(shù)分布。當(dāng)接收端采用匹配濾波器，在沒有障礙物的場(chǎng)景下，陰影效應(yīng)可忽略［１７］。路徑增益即為路徑損耗的負(fù)值，Ｈｌ 根據(jù)傳輸距離分別等于－ ＰＬ１ （ｄ）和－ＰＬ２（ｄ），此時(shí)路徑功率增益具體數(shù)值為Ｈ ＝１０－ＰＬ１（ｄ）／１０ ·Ｈｆ 或Ｈ ＝ １０－ＰＬ２（ｄ）／１０ ·Ｈｆ。

２ 基于距離的自適應(yīng)調(diào)制策略設(shè)計(jì)

２． １ 自適應(yīng)調(diào)制策略設(shè)計(jì)

自適應(yīng)調(diào)制策略是在滿足傳輸質(zhì)量的前提下，根據(jù)無(wú)線信道的實(shí)際狀況，不斷調(diào)整調(diào)制模式。本文用傳輸ＢＥＲ 作為指標(biāo)來(lái)衡量數(shù)據(jù)傳輸質(zhì)量。在自適應(yīng)調(diào)制中，接收端接收的瞬時(shí)信噪比（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏＮｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ，ＳＮＲ）為γＲ ＝ γ·Ｓ（γ）／Ｓ ，其中，γ ＝ Ｓ·Ｈ／Ｎ０ ·Ｂ，Ｓ（γ）為隨ＳＮＲ 變化的發(fā)送功率，Ｎ０ 為噪聲功率譜密度，Ｂ 為信道帶寬，Ｓ 為平均發(fā)送功率。對(duì)于ＭＱＡＭ，信號(hào)通過信道和相干檢測(cè)之后的ＢＥＲ 上界［１８］為：

由式（４）可知，ＢＥＲ 上界是一個(gè)簡(jiǎn)單的可逆的基本函數(shù)，因此可利用此函數(shù)推導(dǎo)出自適應(yīng)調(diào)制階數(shù)Ｍ 如下：

式中：Ｋ ＝ １． ５／－ｌｎ（５Ｐｂ）＜ １。可知，調(diào)制階數(shù)與平均ＳＮＲ、發(fā)送功率以及ＢＥＲ 有關(guān)。而平均ＳＮＲ γ 與路徑增益、傳輸距離、衰落損耗和天線增益等都有密切的關(guān)系。因此，調(diào)制階數(shù)與路徑增益、ＢＥＲ、天線增益、發(fā)送功率都有內(nèi)在聯(lián)系。自適應(yīng)調(diào)制系統(tǒng)的ＳＥ為ＳＥ ＝／Ｂ＝ ｌｂ Ｍ，表示一個(gè)符號(hào)攜帶的比特?cái)?shù)。利用式（２）和式（５），經(jīng)過計(jì)算得出距離ｄ 與自適應(yīng)調(diào)制階數(shù)Ｍ 之間的關(guān)系為

式中：距離ｄ 與調(diào)制階數(shù)Ｍ 是反比關(guān)系。當(dāng)傳輸距離遠(yuǎn)時(shí)，調(diào)制階數(shù)需調(diào)低。自適應(yīng)調(diào)制策略的調(diào)制階數(shù)的獲取算法如算法１ 所示，接收端接收信號(hào)之后，估計(jì)信道信息，然后把信道狀態(tài)反饋給發(fā)送端，發(fā)送端根據(jù)信道狀態(tài)和接收ＳＮＲ，重新調(diào)整發(fā)送端的發(fā)送功率和調(diào)制階數(shù)，保證ＢＥＲ 在規(guī)定的可接受范圍內(nèi)。

２． ２ 最優(yōu)功率

當(dāng)接收端知道ＣＳＩ，發(fā)射端不知道ＣＳＩ 時(shí)，發(fā)送端不知道每個(gè)時(shí)刻信道的衰落情況，所以只能固定信號(hào)的發(fā)射功率。當(dāng)接收端和發(fā)送端都已知信道的ＣＳＩ 時(shí)，即存在反饋信道反饋信息，發(fā)送端依據(jù)信道狀況調(diào)節(jié)傳輸功率，進(jìn)而改善信道容量。本文研究自適應(yīng)調(diào)制，接收端反饋ＣＳＩ 到發(fā)送端，因此，發(fā)送端和接收端都已知ＣＳＩ。在發(fā)送平均功率受限的條件下，通過最大化ＳＥ 得到基于距離的最優(yōu)功率。優(yōu)化問題如下所示：

通過將拉格朗日函數(shù)對(duì)Ｓ（γ）的導(dǎo)數(shù)設(shè)置為０，可得：

式中：γＫ ＝ γ０／Ｋ 為最優(yōu)的截止衰落門限，低于此門限時(shí)，信道已不能使用，發(fā)送端不再發(fā)送信號(hào)。參數(shù)γ０ 可根據(jù)約束條件求?。?/p>

由式（１１）可知，γＫ 的值只與γ 的分布ｐ（γ）有關(guān)，對(duì)于一般連續(xù)概率密度分布ｐ（γ），γＫ 得不到閉式解，因此只能通過數(shù)值仿真得到數(shù)值解。系統(tǒng)的平均譜效為：

式中：對(duì)于一般的γ 概率密度分布（ＰＤＦ），無(wú)法得到閉式解，但可通過數(shù)值仿真得到數(shù)值解。

３ 仿真結(jié)果與分析

為了研究７０ ＧＨｚ 頻段下發(fā)射機(jī)－接收機(jī)距離與自適應(yīng)調(diào)制階數(shù)之間的內(nèi)在關(guān)系，本文對(duì)不同距離下的調(diào)制階數(shù)進(jìn)行了仿真，如圖２ 所示。由圖２可以看出，當(dāng)發(fā)送功率、衰落損耗和收發(fā)天線增益等其他參數(shù)保持恒定時(shí)，根據(jù)式（６）可知，發(fā)射機(jī)－接收機(jī)距離越近，計(jì)算得到的ＳＮＲ 越大，采用高階調(diào)制方法的概率越高。當(dāng)距離小于３００ ｍ 時(shí)，可以采用２５６ＱＡＭ 方式；當(dāng)距離在３００ ～ ５００ ｍ 時(shí)，主要采用６４ＱＡＭ 方式；當(dāng)距離在５００ ～ ８００ ｍ 時(shí)，主要采用１６ＱＡＭ 方式；而當(dāng)發(fā)射機(jī)－接收機(jī)距離大于８００ ｍ時(shí)，由于ＳＮＲ 過小，只能采用４ＱＡＭ 方式。

為了研究自適應(yīng)調(diào)制方法對(duì)ＢＥＲ 的影響，本文對(duì)該頻段下不同調(diào)制方式的ＢＥＲ 進(jìn)行了仿真。ＢＥＲ 和傳輸距離之間的關(guān)系如圖３ 所示，可以看出，隨著發(fā)射機(jī)－接收機(jī)之間距離的增大，路徑損耗變大導(dǎo)致ＳＮＲ 不斷減小，得到的ＢＥＲ 曲線性能由好變差，ＢＥＲ 不斷增大；但在發(fā)射機(jī)－接收機(jī)距離達(dá)到５００ ｍ 之后，距離的增大對(duì)ＢＥＲ 的影響越來(lái)越小，這是由于距離在５００ ｍ 之后，路徑損耗的增大速率也有所減緩，導(dǎo)致ＳＮＲ 的變化不大，因此ＢＥＲ 曲線的變化也不顯著。

圖４ 展示了不同調(diào)制階數(shù)條件下的ＳＥ 曲線。從圖中結(jié)果可以看出，ＳＥ 與ＳＮＲ 呈現(xiàn)正相關(guān)。隨著ＳＮＲ 的增大，ＳＥ 也隨之變大，但在不同ＱＡＭ 方式下，ＳＥ 進(jìn)入平臺(tái)期的ＳＮＲ 門限值不同，這是由于當(dāng)ＳＮＲ 提高到一定程度后，信道容量成為帶寬受限變量，即信道容量在達(dá)到ＳＮＲ 門限值后，與信道帶寬更加相關(guān)，信道帶寬不增加的條件下，信道容量不再增加，因此ＳＥ 也不再增加。

為了證明所提方法的有效性和實(shí)用性，圖５ 比較了現(xiàn)有毫米波調(diào)制策略和本文毫米波調(diào)制策略的ＢＥＲ。通過圖５ 的仿真結(jié)果可以看出，所提距離自適應(yīng)調(diào)制策略的ＢＥＲ 最低，而廣義空間調(diào)制（Ｇｅｎ-ｅｒａｌｉｚｅｄ Ｓｐａｃｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＧＳＭ）和１６ＱＡＭ 結(jié)合的調(diào)制策略的ＢＥＲ 最高。脈沖位置調(diào)制（Ｐｕｌｓｅ ＰｏｓｉｔｉｏｎＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰＰＭ）策略的ＢＥＲ 雖然也很低，但由于脈沖調(diào)制不能支持高譜效和高數(shù)據(jù)率，只對(duì)短距離通信有效。固定的６４ＱＡＭ 調(diào)制顯然不能滿足移動(dòng)用戶的ＢＥＲ 要求，當(dāng)傳輸距離超過４００ ｍ 時(shí)，其ＢＥＲ 已超過１０－１ 數(shù)量級(jí)，系統(tǒng)已不能使用。因此，綜合毫米波通信系統(tǒng)的ＢＥＲ 要求和傳輸距離要求，所提的距離自適應(yīng)調(diào)制策略實(shí)用性最高。

４ 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了基于距離的毫米波自適應(yīng)調(diào)制策略，當(dāng)用戶遠(yuǎn)離發(fā)送端時(shí)，調(diào)制階數(shù)降低；當(dāng)用戶靠近發(fā)送端時(shí)，調(diào)制階數(shù)增加，從而保證接收端的ＢＥＲ 在可接受范圍內(nèi)，同時(shí)提高系統(tǒng)的數(shù)據(jù)率和ＳＥ。后續(xù)可以提出更高效的自適應(yīng)調(diào)制策略，增強(qiáng)通信系統(tǒng)的魯棒性。

參考文獻(xiàn)

［１］ ＭＡＴＧＥＷ Ｂ，ＰＡＲＴＨＩＢＡＮ Ｉ，ＳＵＤＨＡ Ｖ． ＧｅｎｅｒａｌｉｚｅｄＱｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｂｅａｍｓｐａｃｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒｗａｖｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｕｓｉｎｇ Ｌｅｎｓ Ａｎｔｅｎｎａ Ａｒｒａｙ［Ｃ］∥２０２１ Ｓｉｘｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ａｎｄ Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ （ＷｉＳＰＮＥＴ）．Ｃｈｅｎｎａｉ：ＩＥＥＥ，２０２１：３３－３６．

［２］ ＬＩＭＩＴＩ Ｅ，ＡＲＥＮＡ Ｓ，ＣＡＶＡＮＮＡ，ｅｔ ａｌ． Ｈｉｇｈ Ｄａｔａｒａｔｅ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒｗａｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｍｏｄｅｌｌｉｎｇ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ［Ｃ］∥２０１０Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ａｎｄＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒｗａｖｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ． Ｇｏｔｈｅｎｂｕｒｇ：ＩＥＥＥ，２０２０：１５６－１５９．

［３］ ＪＩＡＮＧ Ｂ Ｅ，ＹＡＮＧ Ｒ Ｐ，ＨＵＡＮＧ Ｙ Ｍ，ｅｔ ａｌ． Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆ Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ ａｎｄ ＯＦＤＭ ｏｎ ４５ＧＨｚ ＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒｗａｖｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ Ｈａｒｄｗａｒｅ Ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ［Ｃ］∥２０１６ １９ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＰｅｒｓｏｎａｌＭｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＷＰＭＣ）． Ｓｈｅｎｚｈｅｎ：ＩＥＥＥ，２０１６：４２３－４２８．

［４］ ＳＡＲＩＥＤＤＥＥＮ Ｈ，ＡＬＯＵＩＮＩ Ｍ Ｓ，ＡＬＮＡＦＦＯＵＲＩ Ｔ Ｔ Ｙ．Ｔｅｒａｈｅｒｔｚｂａｎｄ Ｕｌｔｒａｍａｓｓｉｖｅ Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＭＩＭＯ［Ｊ］． ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２０１９，３７（９）：２０４０－２０５２．

［５］ ＹＡＮ Ｓ，ＳＯＮＧ Ｑ Ｚ，ＬＩＮ Ｘ Ｂ，ｅｔ ａｌ． Ｏｎ ｔｈｅ Ｓｐａｔｉａｌ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ６０ＧＨｚ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｂａｓｅｄｏｎ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ Ｖａｒｉａｎｃｅ［Ｃ］∥２０１６ １６ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ ＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ （ＩＳＣＩＴ）． Ｑｉｎｇｄａｏ：ＩＥＥＥ，２０１６：９２－９５

［６］ ＤＡＳ Ａ，ＫＯＬＡＮＧＩＡＭＭＡＬ Ｓ． Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｕｓｉｎｇ ２５６ＱＡＭａｎｄ ５１２ＱＡＭ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ［Ｃ］∥２０１７ ＩＥＥＥ ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ（ＩＣＣＳＰ）． Ｃｈｅｎｎａｉ：ＩＥＥＥ，２０１７：３６０－３６４．

［７］ ＤＥＮＧ Ｚ Ｈ，ＢＡＩ Ｊ Ｊ，ＦＵ Ｙ Ｑ． ＭｉｌｌｉｍｅｔｅｒｗａｖｅＣｏｍｐｒｅｓｓｉｖｅ Ｓｅｎｓｉｎｇ Ｉｍａｇｉｎｇ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｒａｎｄｏｍ ＰｈａｓｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ ［Ｃ ］∥ ２０１６ ＩＥＥＥ Ａｄｖａｎｃｅｄ ＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＭａｎａｇｅｍｅｎｔ，Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｅｓ，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ａｎｄ ＡｕｔｏｍａｔｉｏｎＣｏｎｔｒｏｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＩＭＣＥＣ）． Ｘｉａｎ：ＩＥＥＥ，２０１６：２１８－２２２．

［８］ 朱穎潔，張武雄，易輝躍，等． 一種基于全相位ＦＦＴ 幅值的頻率補(bǔ)償方法［Ｊ］． 物聯(lián)網(wǎng)學(xué)報(bào)，２０２２，６ （２ ）：１０－１８．

［９］ ＧＯＬＤＳＭＩＴＨ Ａ． Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ［Ｍ ］． Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ：Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，２００５．

［１０］ 李立華． 高鐵環(huán)境下ＬＴＥ 系統(tǒng)切換技術(shù)的研究［Ｄ］．成都：西南交通大學(xué)，２０１８．

［１１］ ＲＡＳＣＨＫＯＷＳＫＩ Ｌ，ＫＹ？ＳＴＩ Ｐ，ＫＵＳＵＭＥ Ｋ，ｅｔ ａｌ． ＩＣＴ３１７６６９ＭＥＴＩＳ ／ Ｄ１． ４． ＭＥＴＩＳ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｍｏｄｅｌ ［Ｒ］． ［Ｓ．ｌ． ］：ＭＥＴＩＳ，２０１５．

［１２］ 王月． 基于５Ｇ 的自適應(yīng)編碼調(diào)制技術(shù)研究［Ｄ］． 重慶：重慶郵電大學(xué)，２０２１．

［１３］ ＴＯＲＡＢＩ Ｍ． Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ＳｐａｃｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙＢｌｏｃｋ Ｃｏｄｅｄ ＯＦＤＭ Ｓｙｓｔｅｍｓ ［Ｊ ］． ＡＥＵＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＪｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２００８，６２（７）：５２１－５３３．

［１４］３ＧＰＰ． ３ＧＰＰ ＴＲ ３８． ９０１ Ｖ１６． ０． ０［Ｒ ／ ＯＬ］． ［２０２３－０７－２５］． ｈｔｔｐｓ：∥ｐｏｒｔａｌ． ３ｇｐｐ． ｏｒｇ ／ ｄｅｓｋｔｏｐｍｏｄｕｌｅｓ ／ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎｓ ／ ＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎＤｅｔａｉｌｓ． ａｓｐｘ？ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎＩｄ ＝ ３１７３．

［１５］ ＱＩＮＧ Ａ Ｙ． Ｐｒｏｇｒｅｓｓ Ｒｅｖｉｅｗ ｏｆ Ｇｅｎｅｒａｌ Ｈｏｌｏｇｒａｐｈｉｃ Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ Ｗａｖｅ Ｉｍａｇｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｌｉｎｅａｒ ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｓａｆｅ Ｐｅｒｓｏｎｎｅｌ Ｓｃｒｅｅｎｉｎｇ［Ｃ］∥２０２０ ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎａｎｄ Ｎｏｒｔｈ Ａｍｅｒｉｃａｎ Ｒａｄｉｏ Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｍｅｅｔｉｎｇ． Ｍｏｎｔｒｅａｌ：ＩＥＥＥ，２０２０：１１７７－１１７８．

［１６］ ＫＬＥＩＮＥＯＳＴＭＡＮＮ Ｔ，ＮＡＧＡＴＳＵＭＡ Ｔ． Ａ Ｒｅｖｉｅｗ ｏｎＴｅｒａｈｅｒｔｚ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ［Ｊ ］． Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆＩｎｆｒａｒｅｄ，Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ ａｎｄ Ｔｅｒａｈｅｒｔｚ Ｗａｖｅｓ，２０１１，３２ （２）：１４３－１７１．

［１７］ 徐曉鋒，張閩，錢晨喜，等． ＩＥＥＥ ８０２． １１ａｘ 密集ＷＬＡＮ的干擾協(xié)調(diào)策略［Ｊ］． 計(jì)算機(jī)工程，２０２１，４７ （１ ）：１８２－１８７．

［１８］ ＦＯＳＣＨＩＮＩ Ｇ Ｊ，ＳＡＬＺ Ｊ． Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｖｅｒ Ｆａｄｉｎｇ Ｒａｄｉｏ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ［Ｊ］． Ｔｈｅ Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ ＴｅｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌ，１９８３，６２（２）：４２９－４５６．

作者簡(jiǎn)介

李 葛 男，（２００４—）。主要研究方向：無(wú)線通信、光通信、智能信號(hào)處理等。

楊 博 男，（１９９７—），碩士研究生。主要研究方向：無(wú)線通信、ＦＰＧＡ、智能信號(hào)處理等。

文彥博 男，（２００２—）。主要研究方向：移動(dòng)通信、數(shù)字信號(hào)處理等。

何順杰 男，（１９９９—）。主要研究方向：無(wú)線通信、智能信號(hào)處理等。

（*通信作者）胡珍珍 女，（１９８４—），博士，副教授，碩士生導(dǎo)師。主要研究方向：無(wú)線通信、頻譜感知、信號(hào)處理、機(jī)器學(xué)習(xí)等。

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（６２１０１０７６）；四川省青年科技基金（２０２２ＮＳＦＳＣ０９２０）；成都信息工程大學(xué)引進(jìn)人才科研啟動(dòng)項(xiàng)目（ＫＹＴＺ２０２１０２，３７６１５７）