基于阻抗控制的電流互感器取能控制策略研究

寧杰，王磊，張佰富，任春光，楊宇，韓肖清

（1.電力系統(tǒng)運(yùn)行與控制山西省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（太原理工大學(xué)），太原 030024；2.國(guó)網(wǎng)山西省電力公司超高壓輸電分公司，太原 030024）

信息與能源技術(shù)的結(jié)合已成為智能電網(wǎng)發(fā)展的必然趨勢(shì)。高壓輸電線路上的眾多在線監(jiān)測(cè)設(shè)備完成信息的采集、傳輸、處理和共享已成為信息化的重要一環(huán)[1-3]。然而受限于輸電線路環(huán)境的特殊性，如何為監(jiān)測(cè)設(shè)備提供穩(wěn)定可靠的供能電源是一個(gè)亟待解決的熱點(diǎn)問(wèn)題。此前有不少學(xué)者研究了太陽(yáng)能、激光、蓄電池和分壓器[4-7]等供電技術(shù)，但有些監(jiān)測(cè)設(shè)備通常安裝在人跡罕至的野外高壓輸電線路，作為其供能電源，需滿足負(fù)載功率和長(zhǎng)時(shí)間供電的要求，上述方案由于各自技術(shù)特點(diǎn)，均無(wú)法滿足應(yīng)用要求。

近年來(lái)，輸電線路的感應(yīng)取能給負(fù)載供電的方式，因其輸出功率可持續(xù)及設(shè)備體積小、安全性高的優(yōu)勢(shì)，逐漸受到國(guó)內(nèi)外學(xué)者的關(guān)注。但在電網(wǎng)運(yùn)行中輸電線路中的電流波動(dòng)較大，從幾十到上千安培，如此寬范圍的電流波動(dòng)會(huì)造成感應(yīng)輸出功率及電壓的大幅波動(dòng)，導(dǎo)致取能電源在小電流時(shí)存在供能死區(qū)，在大電流時(shí)互感器鐵芯深度飽和導(dǎo)致無(wú)法正常輸出功率。有少量文獻(xiàn)對(duì)上述問(wèn)題進(jìn)行了研究，例如為了穩(wěn)定在寬電流范圍內(nèi)變化時(shí)的輸出功率，利用雙向可控硅作為功率控制器件，調(diào)節(jié)其導(dǎo)通角使電源輸出恒定功率[8]，但輸出功率較小，無(wú)法滿足在線監(jiān)測(cè)設(shè)備的功率需求；針對(duì)小電流時(shí)存在的供能死區(qū)問(wèn)題，通過(guò)粒子群算法對(duì)鐵芯尺寸、氣隙及線圈等參數(shù)進(jìn)行全局優(yōu)化[9]；或通過(guò)優(yōu)化DC-DC 控制結(jié)構(gòu)改善電流互感器CT（current transformer）啟動(dòng)電流特性，降低取能電源的最小啟動(dòng)電流[10]，但控制系統(tǒng)較為復(fù)雜而存在一定的穩(wěn)定性問(wèn)題；再者對(duì)第一鐵芯利用諧振電容進(jìn)行補(bǔ)償，同時(shí)通過(guò)第二鐵芯[11]或變壓器[12]從輸電線纜上取電為負(fù)載供能，該取能思路較為新穎，可提升兩倍于傳統(tǒng)取能CT的功率值，但雙鐵芯的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)導(dǎo)致設(shè)備的體積和質(zhì)量成倍增加；文獻(xiàn)[13]在此基礎(chǔ)上利用單鐵芯達(dá)到諧振供能的目的，減少了電源的體積和質(zhì)量，但其未提及大電流條件下鐵芯飽和問(wèn)題的解決途徑；文獻(xiàn)[14]針對(duì)大電流時(shí)互感器深度飽和導(dǎo)致無(wú)法正常輸出功率的問(wèn)題，對(duì)鐵芯加開(kāi)氣隙以增大磁路磁阻是有效的途徑，但也會(huì)加劇小電流時(shí)輸出功率不足的問(wèn)題；文獻(xiàn)[15]采用具備高飽和磁導(dǎo)率特性的軟磁材料（例如硅鋼）作為鐵芯或設(shè)計(jì)泄能通道；文獻(xiàn)[16]設(shè)計(jì)互感器線圈繞組為多抽頭形式，不同電流下通過(guò)繞組切換方式改變CT變比，但抽頭的組合切換增加了CT繞組的復(fù)雜程度。

綜上所述，由于現(xiàn)有研究難以做到電流寬范圍變化時(shí)的CT 連續(xù)穩(wěn)定取能，本文提出基于阻抗控制的CT 取能控制策略，并圍繞以下兩點(diǎn)展開(kāi)研究工作：①小電流時(shí)增加CT取能功率，減小電源供能死區(qū)；②大電流時(shí)抑制鐵芯飽和，維持CT對(duì)負(fù)載的大功率穩(wěn)定輸出。

1 基于阻抗控制的CT 取能功率分析

1.1 取能特性及等效模型

CT取能電源結(jié)構(gòu)如圖1所示，其包含取能模塊與控制模塊兩個(gè)主要部分。取能模塊以CT鐵芯為主體，從一次側(cè)（即輸電線路上）感應(yīng)出電能并通過(guò)二次線圈流向控制模塊；控制模塊則是通過(guò)保護(hù)電路、整流電路、控制電路及DC-DC變換器將取能CT感應(yīng)出的交流電轉(zhuǎn)換為負(fù)載工作所需的直流電。上述模塊中控制電路以阻抗控制為核心策略，實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)連續(xù)調(diào)節(jié)二次側(cè)阻抗以滿足不同輸電線路電流下的取能目標(biāo)。

圖1 CT 取能電源結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of CT energy harvesting power supply

取能系統(tǒng)中輸電線路可視為交變電流源，可得CT取能電源等效電路模型如圖2所示，其中I1為母線電流，R1σ、L1σ為一次側(cè)漏阻抗，R2σ、L2σ為二次側(cè)漏阻抗，Lm和Rm分別為鐵芯的勵(lì)磁電感和磁損電阻，ZL為線圈二次側(cè)所接負(fù)載阻抗，ZL=RL+jXL。

圖2 CT 取能電源等效電路Fig.2 Equivalent circuit of CT energy harvesting powersupply

由于ZL一般比一、二次側(cè)漏阻抗大很多，因此在計(jì)算時(shí)可將漏阻抗忽略，對(duì)一次側(cè)電路參數(shù)按如下折算關(guān)系等效到二次側(cè)回路：

折算后可得到CT取能電源簡(jiǎn)化等效電路如圖3所示，其中I2為CT二次側(cè)電流。

圖3 CT 取能電源簡(jiǎn)化等效電路Fig.3 Simplified equivalent circuit of CT energy harvesting power supply

1.2 二次側(cè)感應(yīng)電壓分析

根據(jù)圖3 所示電路可以得到取能電路各相量之間的相位關(guān)系。以磁通所在方向作為無(wú)功參考相量，感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)滯后磁通90°，并將其作為有功參考相量，建立取能CT 運(yùn)行時(shí)的相位關(guān)系如圖4所示。

圖4 CT 運(yùn)行相位Fig.4 Phase of CT under operation

圖4中，N1為一次側(cè)繞組匝數(shù)，因取能CT一次側(cè)為輸電導(dǎo)線，故N1=1；N2為CT線圈繞組匝數(shù)，N2=n。根據(jù)相位圖，磁動(dòng)勢(shì)平衡方程與磁路歐姆定律可以表示為

式中，Rρ為鐵芯磁阻，Rρ=1/Λ，H-1。根據(jù)圖4 和式（1）可得到電流關(guān)系式為

式中，θ為阻抗角。

將式（4）代入式（3）可得勵(lì)磁電流的表達(dá)式為

將式（6）代入式（5）可得到二次側(cè)感應(yīng)電壓有效值E2的表達(dá)式為

進(jìn)而可求得取能CT主磁通有效值Φm的表達(dá)式為

式中，f為電網(wǎng)工頻頻率。

1.3 容性及感性阻抗的勵(lì)磁特性

根據(jù)上述分析可得到主磁通有效值的解析表達(dá)式為

圖5 3 類阻抗勵(lì)磁特性比較Fig.5 Comparison of excitation characteristics among three kinds of impedance

從圖5可以看出，在CT二次側(cè)并聯(lián)容性阻抗可顯著增大主磁通的有效值，主磁通最大有效值點(diǎn)所對(duì)應(yīng)的阻抗為與鐵芯勵(lì)磁電感匹配的電容，此時(shí)勵(lì)磁電感與匹配電容達(dá)到完全補(bǔ)償下的并聯(lián)諧振狀態(tài)，對(duì)鐵芯的磁感應(yīng)強(qiáng)度具有增強(qiáng)作用。而相較于阻性負(fù)載，二次側(cè)并聯(lián)感性阻抗后，鐵芯的磁通幅值有了明顯降低，這表明感性阻抗能減弱鐵芯的磁感應(yīng)強(qiáng)度。

基于上述不同阻抗類型的勵(lì)磁特性分析，為使取能CT 在不同的原邊電流下穩(wěn)定運(yùn)行，可以得到阻抗控制式取能CT的以下兩種運(yùn)行狀態(tài)。

（1）在輸電線路電流較小時(shí)，由于勵(lì)磁關(guān)系，二次側(cè)僅能感應(yīng)出極小部分的電流，無(wú)法滿足負(fù)載的功率要求。此時(shí)調(diào)節(jié)CT二次側(cè)為容性阻抗對(duì)鐵芯電感充分激磁，提高二次側(cè)感應(yīng)電壓水平，加強(qiáng)CT小電流時(shí)的供能能力。

（2）在輸電線路電流較大時(shí)，CT 鐵芯深度飽和，如果不采取措施，二次側(cè)將感應(yīng)出極其危險(xiǎn)的高幅值尖峰脈沖電壓，威脅設(shè)備安全，無(wú)法正常輸出功率。此時(shí)調(diào)節(jié)CT 二次側(cè)為感性阻抗，對(duì)磁通充分消磁，達(dá)到減弱鐵芯磁感應(yīng)強(qiáng)度的目的，在一定程度上抑制鐵芯的飽和進(jìn)程，維持CT 的正常供能，穩(wěn)定功率輸出。

2 基于阻抗動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的取能控制策略

基于第1 節(jié)的阻抗理論分析，本文提出了采用兩路并聯(lián)結(jié)構(gòu)形式的阻抗控制式CT取能電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖6所示。

圖6 阻抗控制式取能CT 拓?fù)銯ig.6 Topology of impedance controlled energy harvesting CT

圖6 中，電壓源換流器VSC（voltage source converter）支路由單相電壓型脈沖寬度調(diào)制PWM（pulse width modulation）整流器VSR（voltage source rectifier）構(gòu)成，將交流電轉(zhuǎn)換為負(fù)載所需的直流電[17]；阻抗調(diào)節(jié)支路通過(guò)調(diào)節(jié)二次側(cè)電壓與電流相角，使得一次側(cè)電流大幅度變化時(shí)可動(dòng)態(tài)連續(xù)調(diào)節(jié)二次側(cè)阻抗；為一次側(cè)等效電流；I2、E2分別為二次側(cè)電流和電壓；分別為等效勵(lì)磁電流和等效磁損電流；V1～V4為VSC 支路開(kāi)關(guān)器件；Q1～Q4為阻抗調(diào)節(jié)支路開(kāi)關(guān)器件；iL1、iL2分別為VSC和阻抗調(diào)節(jié)支路的輸入電流；L1、L2分別為VSC和阻抗調(diào)節(jié)支路的交流側(cè)濾波電感；C1、C2分別為VCS和阻抗調(diào)節(jié)支路的直流側(cè)穩(wěn)壓電容；Udc、idc分別為VSC 直流側(cè)電壓和電流；iL為直流側(cè)負(fù)載電流；UC2為阻抗調(diào)節(jié)支路直流側(cè)電壓。

采用兩路并聯(lián)控制的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，一方面可以將整流支路和阻抗控制支路解耦單獨(dú)設(shè)計(jì)控制策略，簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)難度；另一方面整流支路可以實(shí)現(xiàn)輸入電流的功率因數(shù)校正，使CT 感應(yīng)出來(lái)并輸入到整流器的電流逼近正弦波和單位功率因數(shù)，提高CT 的供能效率[18]。

2.1 阻抗調(diào)節(jié)支路控制策略

圖7 阻抗調(diào)節(jié)支路控制框圖Fig.7 Block diagram of impedance adjustment branch control

CT 二次側(cè)感應(yīng)電壓的相位受控于阻抗控制模塊，在不同的母線電流下通過(guò)調(diào)整φ設(shè)定值分別對(duì)CT鐵芯在小電流時(shí)激磁和大電流時(shí)消磁。在小電流時(shí)調(diào)節(jié)φ為-π/2，使感應(yīng)電壓滯后于一次側(cè)電流，取能系統(tǒng)呈現(xiàn)容性阻抗運(yùn)行特性；在大電流時(shí)調(diào)節(jié)φ為+π/2，使感應(yīng)電壓超前于一次側(cè)電流，取能系統(tǒng)呈現(xiàn)感性阻抗運(yùn)行特性。

基于變換器的Boost 拓?fù)涔ぷ魈匦?，CT 二次側(cè)感應(yīng)電壓的有效值與阻抗調(diào)節(jié)支路直流側(cè)電壓的設(shè)定參考值滿足關(guān)系式，可通過(guò)改變?cè)O(shè)定值來(lái)控制感應(yīng)電壓有效值，使其滿足電源工作于最大輸出功率狀態(tài)。值得注意的是，設(shè)定值應(yīng)使感應(yīng)電壓小于鐵芯的飽和電壓閾值。

2.2 VSC 單相電壓型PWM 整流器控制設(shè)計(jì)

為了提高整流器的電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)，改善功率因數(shù)，VSC采用電壓電流雙環(huán)控制的直接電流控制方式。圖8（a）為電壓外環(huán)控制結(jié)構(gòu)，其中為VSC直流電壓參考值，電壓外環(huán)采用PI 控制，控制結(jié)果是輸出一個(gè)電流指令信號(hào)供給電流環(huán)；圖8（b）為電流內(nèi)環(huán)控制結(jié)構(gòu)，電流內(nèi)環(huán)采用準(zhǔn)PR 控制。準(zhǔn)PR 控制能在特定諧振頻率ω0處使系統(tǒng)獲得無(wú)窮大的開(kāi)環(huán)增益，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)電流基波信號(hào)的無(wú)靜差跟蹤控制，其傳遞函數(shù)為

圖8 VSR 控制框圖Fig.8 Block diagram of VSR control

式中：kp為比例系數(shù)；kr為諧振系數(shù)；ωc為截止頻率；ω0為諧振頻率。

2.3 VSC 在阻抗調(diào)節(jié)控制下的輸出功率表達(dá)式

本節(jié)研究大電流時(shí)基于感性阻抗消磁控制的VSC最大輸出功率影響因素。

對(duì)于如圖6所示的阻抗控制式取能CT拓?fù)洌O(shè)CT的折算一次側(cè)電流和二次側(cè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的時(shí)域表達(dá)式分別為

式中，φ為阻抗調(diào)節(jié)支路中與感性阻抗相關(guān)的一次側(cè)電流與二次側(cè)感應(yīng)電壓的相角差。

鐵芯的勵(lì)磁電流為

根據(jù)單極性調(diào)制原理可得到關(guān)于調(diào)制波的如下關(guān)系式[19]：

式中：UAB為整流器網(wǎng)側(cè)端電壓，其幅值為Um；ξ為UAB滯后二次側(cè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)的相角；kT為調(diào)制比，0 ＜kT＜1。假設(shè)iL1≈I2，根據(jù)直流側(cè)與交流側(cè)電流的調(diào)制關(guān)系可得

式（6）中，前3 項(xiàng)為直流分量，后3 項(xiàng)為交流分量且其頻率為交流側(cè)的2 倍頻。idc在1 個(gè)周期內(nèi)（即0 ≤ωt＜π）的平均值應(yīng)等于負(fù)載電流，即

根據(jù)式（15），若不計(jì)L1上產(chǎn)生的壓降，則有

聯(lián)立式（16）～（18）可解得直流側(cè)電壓Udc的表達(dá)式為

式（20）對(duì)負(fù)載RL求導(dǎo)可得

由式（23）和式（24）可知，在特定參數(shù)條件下，取能CT 能向負(fù)載輸出最大功率。其中，是CT 鐵芯的參數(shù)，在施加消磁控制使CT 鐵芯飽和得到抑制的情況下，可以近似看作固定值；kT和ξ是調(diào)制波參數(shù)，其大小受到實(shí)際控制模型的影響；φ是二次側(cè)感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)與一次側(cè)電流之間的相角差，由阻抗調(diào)節(jié)支路控制，在感性消磁控制下φ的初值取π/2，實(shí)際控制過(guò)程中，φ受消磁能力的影響導(dǎo)致其取值從π/2 動(dòng)態(tài)減小。

3 仿真和實(shí)驗(yàn)分析

3.1 仿真分析

為驗(yàn)證上述理論分析，本文通過(guò)Plexim Plecs仿真平臺(tái)搭建了如圖6 所示拓?fù)鋵?duì)應(yīng)的主電路及其控制模型，仿真參數(shù)見(jiàn)表1。圖9為CT二次側(cè)感應(yīng)電壓與一次側(cè)電流的相位關(guān)系?？梢钥闯觯ご趴刂葡乱淮蝹?cè)電流相位超前感應(yīng)電壓E2，系統(tǒng)呈現(xiàn)容性阻抗運(yùn)行特性；而在消磁控制下感應(yīng)電壓E2相位超前一次側(cè)電流，系統(tǒng)呈現(xiàn)感性阻抗運(yùn)行特性，達(dá)到預(yù)期的相位控制目標(biāo)。

表1 仿真模型的主要參數(shù)Tab.1 Main parameters of simulation model

圖9 阻抗控制仿真波形Fig.9 Simulation waveforms with impedance control

圖10為VSC支路的輸入電流iL1和感應(yīng)電壓E2波形。可以看出，iL1波形正弦性能良好且與感應(yīng)電壓保持同相運(yùn)行，系統(tǒng)處于單位功率因數(shù)狀態(tài)下，CT從一次側(cè)感應(yīng)的功率可以最大限度地轉(zhuǎn)化為負(fù)載消耗的功率。此外，感應(yīng)電壓E2的總諧波失真率THD（total harmonic distortion）為1.1%，這表明高頻SPWM 能有效降低CT 副邊電壓諧波含量，進(jìn)而提高整流電路的輸出功率。

圖10 VSC 網(wǎng)側(cè)電流電壓波形及感應(yīng)電壓諧波分析Fig.10 Waveforms of VSC grid-side current and voltage,and induced voltage harmonic analysis

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證上述理論和仿真結(jié)果，在實(shí)驗(yàn)室搭建了阻抗控制式取能CT 系統(tǒng)綜合實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，如圖11 所示。取能CT 鐵芯選用27QG100 型硅鋼為材料，其勵(lì)磁參數(shù)通過(guò)變壓器空載實(shí)驗(yàn)測(cè)量，測(cè)得的參數(shù)如表2所示。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)以0～200 Ω滑動(dòng)變阻器作為CT 的取能負(fù)載，CT 正常工作后緩慢增加負(fù)載以測(cè)試實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的最大帶載能力。大電流發(fā)生器輸出頻率為50 Hz 的交流電流以模擬輸電線路的電流，將磁芯套在大電流發(fā)生器的輸出線上，在0～1 000 A范圍內(nèi)靈活調(diào)節(jié)一次電流大小以模擬輸電線路的取能環(huán)境。DC-DC 穩(wěn)壓電源的輸入電壓范圍為43～160 V，向負(fù)載輸出24 V 的穩(wěn)定電壓，同時(shí)也作為DSP 處理器的工作電源?？刂扑惴ɑ贒SP（TMS320F28377D）數(shù)字程序處理器實(shí)現(xiàn)，采用是德MSO-X4154 型示波器來(lái)測(cè)量和保存實(shí)驗(yàn)波形。電磁干擾EMI（electro magnetic interference）濾波器用于抑制高頻環(huán)境下的電磁干擾。在CT副邊的最前端設(shè)計(jì)了以雙向可控硅為開(kāi)關(guān)器件的泄放保護(hù)電路，防止二次側(cè)過(guò)電壓的產(chǎn)生而沖擊后級(jí)電路。采用羅氏線圈采集一次電流，并通過(guò)積分電路輸入到電流采樣模塊。

表2 取能CT 鐵芯參數(shù)Tab.2 Parameters of energy harvesting CT core

圖11 取能CT 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)Fig.11 Experiment of energy harvesting CT prototype

3.2.1 小電流激磁實(shí)驗(yàn)

圖12 為調(diào)節(jié)輸電線路為20 A 時(shí)，二次側(cè)容性阻抗控制電路和未施加控制的阻性電路的感應(yīng)電壓對(duì)比。從激磁實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以明顯看出，在容性阻抗控制下，感應(yīng)電壓有效值從44 V 升至65 V，提高了1.5 倍。相應(yīng)地，阻性電路的負(fù)載取能功率約為3.98 W，而相同條件下施加容性控制實(shí)現(xiàn)激磁后，負(fù)載功率提升至8.62 W。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，容性阻抗控制電路對(duì)鐵芯電感實(shí)現(xiàn)了補(bǔ)償效果，增大了鐵芯的磁感應(yīng)強(qiáng)度，使得輸出功率大幅增加。

圖12 小電流下CT 激磁實(shí)驗(yàn)Fig.12 CT excitation experiment under small current

3.2.2 大電流消磁實(shí)驗(yàn)

一次側(cè)電流增大導(dǎo)致鐵芯飽和時(shí)的系統(tǒng)狀態(tài)如圖13（a）所示，飽和之后二次側(cè)電壓和電流出現(xiàn)的高幅值尖峰脈沖波會(huì)危害設(shè)備安全，難以維持電源的正常供能。相同條件下對(duì)負(fù)載施加感性控制后，系統(tǒng)狀態(tài)如圖13（b）所示。對(duì)比可以看出，感應(yīng)電壓相位超前電流一定角度，系統(tǒng)呈現(xiàn)感性阻抗運(yùn)行特性，對(duì)鐵芯實(shí)現(xiàn)了消磁，圖13（a）中出現(xiàn)的尖峰脈沖波恢復(fù)為近似正弦的電流及電壓波形，此時(shí)負(fù)載側(cè)直流電壓穩(wěn)定于24 V，功率輸出穩(wěn)定?？梢?jiàn)，感性阻抗控制減小了鐵芯的磁感應(yīng)強(qiáng)度，使得CT具備在大電流條件下正常工作的能力，擴(kuò)展了取能系統(tǒng)的供能區(qū)間。同時(shí)，整流端輸入電流iL1與副邊電壓E2保持同相運(yùn)行，系統(tǒng)工作于單位功率因數(shù)狀態(tài)，與仿真及理論分析基本符合。

圖13 施加消磁控制前后實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveforms before and after application of demagnetization control

同時(shí)，在不同的一次側(cè)電流下調(diào)節(jié)負(fù)載阻值，測(cè)試取能CT 的最大帶載能力和對(duì)應(yīng)的輸出功率，記錄的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表3所示。可以看出，當(dāng)一次側(cè)電流為40 A時(shí)，最大帶載為46 Ω，此時(shí)取能CT向負(fù)載輸出的最大功率已達(dá)到12.52 W，繼續(xù)增大一次側(cè)電流，取能CT 的最大帶載能力和輸出功率隨之增大；當(dāng)一次側(cè)電流增大至70 A 時(shí)，最大帶載和輸出功率分別達(dá)到了27 Ω 和21.33 W，此時(shí)的最大帶載能力和輸出功率可滿足大部分在線監(jiān)測(cè)設(shè)備的功耗要求。

表3 取能CT 最大帶載能力和輸出功率Tab.3 Maximum load capacity and output power of energy harvesting CT

實(shí)驗(yàn)過(guò)程中，CT 二次側(cè)感應(yīng)出的電壓、電流波形均為工頻正弦波，且負(fù)載功率在如表3所示的功率極限范圍之內(nèi)，整個(gè)系統(tǒng)穩(wěn)定工作在大電流條件下的消磁狀態(tài)，此時(shí)負(fù)載能得到穩(wěn)定的24 V直流電壓和對(duì)應(yīng)的取能功率，系統(tǒng)波形如圖13（b）所示。同時(shí)，如果改變一次側(cè)電流使得負(fù)載在功率極限的范圍內(nèi)變化，不會(huì)改變系統(tǒng)波形。這表明消磁控制策略可以隨一次電流的變化而實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)連續(xù)調(diào)節(jié)二次側(cè)阻抗，向負(fù)載提供穩(wěn)定的功率輸出。

4 結(jié)論

本文研究了在高壓輸電線路環(huán)境下為在線監(jiān)測(cè)設(shè)備供能的電源。針對(duì)常規(guī)CT取能電源不足的問(wèn)題，提出了基于阻抗控制策略對(duì)CT 取能過(guò)程分別施加激磁和消磁控制，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定功率輸出的取能方法。通過(guò)建立取能模型，分析了二次側(cè)不同阻抗類型對(duì)鐵芯磁通和取能功率的影響，并由此搭建了CT取能綜合實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了以下結(jié)論。

（1）在輸電線路電流較小時(shí)，調(diào)節(jié)CT二次側(cè)為容性阻抗對(duì)鐵芯激磁，可大幅度提升電源的輸出功率。

（2）在輸電線路電流較大時(shí)，調(diào)節(jié)CT二次側(cè)為感性阻抗對(duì)鐵芯消磁，實(shí)現(xiàn)了抑制磁芯飽和、穩(wěn)定功率輸出的目的。

（3）采用電力電子器件對(duì)CT 取能系統(tǒng)施加以一定的控制自由度是解決輸電線路電流波動(dòng)引起系統(tǒng)無(wú)法正常供能的有效途徑。該取能電源體積小，輸出功率較大，所涉及的阻抗控制策略方式也不會(huì)增加系統(tǒng)控制復(fù)雜度，具備在高壓輸電線路環(huán)境下為在線監(jiān)測(cè)設(shè)備供能的實(shí)用性及適用性。