考慮異質器件混用與輸出電平倍增的混合型MMC及其調控方法

任 鵬，涂春鳴，侯玉超，郭 祺，劉海軍，王 鑫

（1.國家電能變換與控制工程技術研究中心（湖南大學）,湖南省長沙市 410082；2.國網(wǎng)智能電網(wǎng)研究院有限公司,北京市 102209）

0 引言

模塊化多電平換流器（modular multilevel converter,MMC）憑借其模塊化程度高、可靠性高等優(yōu)勢,被廣泛應用于中高壓交直流配電網(wǎng)［1-3］。然而,中壓場合下MMC 子模塊數(shù)相對較少,存在運行效率低、功率密度低等問題,其輸出波形質量和裝置運行損耗優(yōu)化問題值得持續(xù)關注?，F(xiàn)有研究主要從調制策略優(yōu)化、第三代功率器件應用兩個角度提升中壓MMC 裝置的運行性能。

在MMC 的調制策略及優(yōu)化方面,載波移相脈寬調制（carrier phase-shifted pulse width modulation,CPS-PWM）和最近電平逼近調制（nearest level modulation,NLM）最為常用［4-6］。其中,NLM 易實現(xiàn),并且開關頻率低,可輸出N+1 電平電壓（N為每個橋臂的模塊數(shù)）。為提高輸出波形質量,NLM 主要應用在輸出電平數(shù)較高的高壓直流輸電場景。與NLM 相比,CPS-PWM 輸出的電壓諧波含量低,且最高可輸出2N+1 電平電壓,常應用于模塊數(shù)較少的MMC。但是,CPS-PWM 的器件開關頻率高,裝置運行損耗大,且控制器設計復雜［7］。針對傳統(tǒng)調制策略存在的問題,有研究通過更改NLM 取整函數(shù)的舍入?yún)^(qū)間,錯開上下橋臂的動作時間,將MMC輸出電壓的電平數(shù)從N+1 增加到2N+1,減小傳統(tǒng)NLM 在低模塊數(shù)MMC 中的電壓諧波［8-9］。以上改進型NLM 可在保持低開關損耗的同時,顯著提升MMC 的波形質量。但和CPS-PWM 相比,等效開關頻率低、低次諧波含量高。為此,文獻［10-11］提出一種將 NLM 和脈寬調制（pulse width modulation,PWM）相結合的NL-PWM 策略。該方法通過重新分配開關脈沖,使得橋臂中僅需一個模塊輸出高頻PWM 波。與傳統(tǒng)NLM 策略相比,混合調制策略的等效開關頻率更高、諧波含量更少。但是,NL-PWM 策略中高頻模塊開關動作頻率高,裝置運行效率難以進一步提升。

在第三代功率器件應用方面,SiC 金屬-氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）具備低開關損耗和高開關頻率等優(yōu)勢［12-15］,在MMC 中的應用受到國內(nèi)外諸多關注。但目前SiC MOSFET 研制成本高,若MMC 全部使用SiC MOSFET 模塊,必將帶來高昂的成本［16-18］。針對這一問題,近年來學者提出了各種Si 和SiC 器件混合使用的MMC 拓撲結構［19-23］。文獻［19］提出一種電容開關型MMC 模塊,在模塊的電容支路中串聯(lián)SiC MOSFET,利用SiC 二極管的快速恢復特性,減小Si 絕緣柵雙極晶體管（IGBT）的開關損耗；文獻［20］研究MMC 半橋型模塊中Si IGBT 和SiC MOSFET 器件的各類混合配置方式,并對其進行了成本和效率的綜合分析；針對MMC 全橋結構,文獻［21］提出一種Si IGBT和SiC MOSFET 混合的全橋型模塊,將高頻開關動作集中在SiC MOSFET 上,減小模塊的開關損耗。以上研究均在MMC 模塊單元內(nèi)部混合使用Si 和SiC 器件,可一定程度提高裝置效率。但是,MMC所需模塊數(shù)量多,每個模塊都引入SiC 器件的方案成本仍然較高。因此,有學者在NL-PWM 策略基礎上,每個橋臂僅用一個SiC 全橋子模塊替換Si 半橋子模塊,輸出NL-PWM 中的高頻PWM 波,在提升效率的同時控制了裝置成本［22］。在文獻［22］所提拓撲基礎上,文獻［23］將每個橋臂中的一個Si 半橋子模塊替換成兩個SiC 全橋子模塊,每相輸出電壓電平數(shù)增長為2N+1,在提升波形質量的同時減小了SiC MOSFET 器件的電壓應力,但相比于文獻［22］所提拓撲,該拓撲SiC 器件數(shù)量翻倍,裝置成本增加。總之,現(xiàn)有在MMC 模塊單元內(nèi)部混合使用Si 和SiC 器件以及采用附加部分純SiC 模塊的方案,SiC MOSFET 器件數(shù)量多,成本依然較高。

本文首先提出了一種橋臂內(nèi)Si 半橋子模塊和交流側SiC 全橋子模塊組合的新型異質混合型MMC（hybrid MMC,HMMC）拓撲。其次,對該拓撲工作原理進行分析,提出一種電平數(shù)倍增的混合調制策略,將高開關頻率集中在SiC MOSFET 上,在改善輸出波形質量的同時降低SiC 器件電壓應力為Si 器件的一半。然后,對全橋子模塊電容電壓能量波動進行定量分析,提出了高、低頻子模塊電容電壓均壓策略。最后,對不同工況下現(xiàn)有MMC 拓撲和HMMC 的運行損耗、裝置成本進行對比,并搭建MATLAB/Simulink 仿真模型驗證HMMC 的運行性能。

1 HMMC 拓撲結構

HMMC 拓撲結構如圖1 所示,該拓撲主要由HMMC 內(nèi)部的橋臂子模塊和外部整形模塊構成。其中,HMMC 內(nèi)部上、下橋臂分別包含N個使用Si IGBT 器件的半橋子模塊（half bridge sub-module,HBSM）。外部整形模塊為一個使用SiC MOSFET器件的全橋子模塊（full bridge sub-module,FBSM）,其一側連接橋臂中點,另一側連接交流輸出側。圖1 中：L為 橋 臂 濾 波 電 感；CH為FBSM 電 容 值；CL為HBSM 電容值；uao、ubo、uco為HMMC 三相輸出電壓；ia、ib、ic為HMMC 三 相 輸 出 電 流；Uc為HBSM 直 流側電容電壓值；U′c為FBSM 直流側電容電壓值；Udc為HMMC 公共直流母線電壓值。

圖1 HMMC 拓撲結構Fig.1 Topology of HMMC

2 HMMC 工作原理

基于HMMC 拓撲,本文提出一種輸出電平數(shù)倍增的混合調制方法,將輸出電平數(shù)從傳統(tǒng)的N+1提升為2N+1。以a 相分析為例,ustep為HMMC 內(nèi)部橋臂HBSM 輸出的階梯波電壓,uPWM為外部整形模塊輸出高頻整形電壓,二者疊加構成HMMC 交流側輸出波形。

2.1 2N+1 電平的NLM 策略

當MMC 上、下橋臂子模塊數(shù)為N時,傳統(tǒng)NLM 可產(chǎn)生N+1 電平的交流電壓,橋臂輸出電壓參考值可表示為：

式中：uup,ref和ulow,ref分別為上、下橋臂輸出電壓參考值；uao,ref為交流側輸出電壓參考值；m為調制系數(shù)；ω為交流輸出側電壓角頻率。

Np、Nn分別為上、下橋臂投入子模塊數(shù),表示為：

式中：round（·）為四舍五入函數(shù)。

HBSM 電容電壓值Uc和MMC 直流側電壓值Udc存在如下關系：

ustep,u、ustep,l分別為上、下橋臂輸出電壓,階梯波電壓ustep可表示為：

聯(lián)合式（4）、式（5）和式（6）可得上、下橋臂輸出電壓的每一個電平臺階值為Uc,交流側輸出電壓與參考值誤差被限制在0.5Uc內(nèi)。

為進一步提升NLM 輸出電壓電平數(shù),減小ustep與參考值誤差,一種可輸出2N+1 電平的改進型NLM 原理如附錄A 圖A1 所示。其改進了計算橋臂投入子模塊數(shù)的逼近函數(shù),錯開上、下橋臂電壓跳變時間,輸出電壓電平數(shù)增加到2N+1［8］。

附錄A 圖A1（a）、（b）分別展示了上、下橋臂電壓調制原理,依據(jù)式（4）修改后,上、下橋臂投入模塊數(shù)表示為：

式中：N′p、N′n分別為修改后上、下橋臂投入模塊數(shù)；round0.25（x）函數(shù)可根據(jù)變量x的小數(shù)部分將其舍入到最近的整數(shù),即當x小數(shù)部分大于0.25,則向大于x最近的整數(shù)舍入,反之則向小于x最近的整數(shù)舍入。

引入round0.25（x）函數(shù)之后,上、下橋臂調制電壓不在同一時間跳變,將式（7）代入式（5）、式（6）可得交流側輸出電壓,如附錄A 圖A1（c）所示。交流側輸出電壓ustep電平數(shù)從N+1 增長到2N+1,電平之間的階躍幅值降低為0.5Uc,與參考值的最大誤差減小為0.25Uc。

2.2 HMMC 混合調制策略

結合2.1 節(jié)所述改進的NLM 策略,HMMC 中的HBSM 設置為低頻子模塊,輸出2N+1 電平的階梯波電壓ustep。由于ustep和參考調制波電壓存在0.25Uc的誤差,交流輸出側電壓仍然存在大量低次諧波。為此,將HMMC 外部的FBSM 設置為高頻整形模塊,輸出高頻PWM 波,減小ustep中的低次諧波。

HMMC 的外部整形模塊FBSM 輸出的高頻PWM 波uPWM和 調 制 波uPWM,ref如 圖2（a）所 示。uPWM,ref可表示為：

圖2 HMMC 調制原理Fig.2 Modulation principle of HMMC

整形模塊FBSM 采用單極性PWM 可輸出0、±U′c電平的PWM 波。為減小輸出電壓諧波,U′c設置和ustep中的單個臺階電壓值相等,即：

由式（9）可知,FBSM 電容電壓僅為HBSM 的一半,故FBSM 中的SiC MOSFET 器件電壓應力僅為HBSM 中的Si IGBT 的1/2。

HMMC 交流側輸出電壓如圖2（b）所示。所提HMMC 混合調制充分利用SiC MOSFET 器件開關損耗低的優(yōu)勢,固定FBSM 輸出高頻PWM 波,其余橋臂中的HBSM 輸出低頻階梯波。所提電平數(shù)倍增的混合調制方式可在保證輸出波形質量的前提下,降低HMMC 的總開關損耗和SiC MOSFET 器件的電壓應力。此外,與基于全SiC 器件的傳統(tǒng)MMC 相比,HMMC 每相僅含一個低壓SiC 全橋子模塊,可顯著降低變換器成本。

3 HMMC 電壓平衡策略

由于HMMC 采用了高、低頻混合調制策略,HBSM 和FBSM 輸出電壓不同,其直流側電容能量波動機理尚不明晰。本章首先對FBSM 能量波動情況進行分析,并分別提出FBSM 和HBSM 電壓平衡策略。

3.1 FBSM 電容能量波動分析

以a 相FBSM 波動情況分析為例,設HMMC 中a 相輸出電壓和電流為：

式中：Im為a 相輸出電流幅值；Um為a 相輸出電壓幅值；φ為功率因數(shù)角。

聯(lián)立式（5）—式（8）,FBSM 輸出電壓uPWM,ref可表示為：

聯(lián)立式（10）和式（11）,FBSM 的電容能量波動量ΔE可計算為：

令調制度m為1,橋臂子模塊數(shù)N為8,代入式（12）,得到FBSM 電容的能量波動量ΔE隨時間和功率因數(shù)角的變化關系,如附錄A 圖A2 所示。當HMMC 輸出有功功率時,FBSM 中累積的能量會逐漸增加,子模塊直流側電容電壓會一直升高,難以實現(xiàn)自平衡。

3.2 FBSM 電容電壓平衡控制

為了將FBSM 電容電壓穩(wěn)定到參考值,設其電容電壓的最大波動閾值為ΔU。U′c,max、U′c,min分別為FBSM 電容最大、最小閾值電壓,表示為：

式中：Uc,ave為HBSM 直流側電容電壓平均值。

由2.2 節(jié)可知,FBSM 輸出高頻PWM 波包含0、+U′c和-U′c這3 種電平。在一個工頻調制周期內(nèi),FBSM 電容充放電狀態(tài)取決于HMMC 輸出電流方向和FBSM 輸出電平極性。因此,針對高頻模塊提出一種電平極性翻轉（level polarity reversal,LPR）的電壓平衡控制策略。當FBSM 電壓超出所設閾值電壓時,首先,判斷流經(jīng)該模塊的輸出電流方向和FBSM 電容電壓偏移趨勢；其次,翻轉輸出電平極性,調整其電容充放電時間。以功率因數(shù)取1 為例分析（即補償電流與輸出電壓同向）,FBSM 電平翻轉穩(wěn)壓策略如圖3 所示。

圖3 FBSM 電容均壓控制原理圖Fig.3 Schematic diagram of capacitor voltage balancing control of FBSM

首先,定義FBSM 輸出的PWM 電壓由正脈沖變?yōu)樨撁}沖的變換過程為模式1,如圖3（a）所示。在t1～t2時 間 段,ustep0,FBSM 輸 出正PWM 波。為使FBSM 輸出負PWM 波,現(xiàn)使ustep增加一個電平臺階0.5Uc,階梯波電壓表達式更改為：

其次,定義FBSM 輸出PWM 電壓由負脈沖變?yōu)檎}沖的變換過程為模式2,如圖3（b）所示。在t4～t5時間段,ustep>uao,ref,uPWM,ref<0,FBSM 輸出負電平PWM 波。為使FBSM 輸出正PWM 波,現(xiàn)使ustep減少一個電平臺階0.5Uc,則階梯波電壓表達式更改為：

綜上所述,所提LPR 電壓平衡控制策略中的2 種電平翻轉模式可自由控制FBSM 直流側電容充放電狀態(tài),穩(wěn)壓判斷邏輯如附錄A 圖A3 所示。具體如下：首先,確定LPR 穩(wěn)壓控制時刻,即uPWM,ref的零點；其次,判斷FBSM 直流側電容電壓是否超過式（13）的設定閾值；再次,判斷輸出電流ia極性,結合FBSM 輸出電平極性進一步判斷電容電壓變化趨勢；最后,將FBSM 電容電壓實際值和閾值電壓做比較,確定LPR 的穩(wěn)壓模式。

3.3 HBSM 電容電壓平衡控制

受LPR 穩(wěn)壓策略的影響,HBSM 需更改ustep的電平數(shù)以滿足FBSM 的輸出電平翻轉動作,HBSM電壓控制原理如圖4 所示。

圖4 HBSM 電壓控制原理圖Fig.4 Schematic diagram of HBSM voltage control

由式（16）可轉化成橋臂子模塊2 種投入組合方式,表示為：

由式（17）、式（18）可知,下橋臂額外投入一個子模塊或上橋臂切除一個已投入子模塊均可滿足增加一個電平臺階的要求。其中,圖4（a）、（b）中和分別對應變化后的上、下橋臂電壓。

由式（19）、式（20）可知,下橋臂切除一個已投入的子模塊或上橋臂額外投入一個子模塊均可滿足減少一個電平臺階的要求。其中,圖4（c）、（d）中和分別對應變化后的上、下橋臂電壓。

綜上所述,FBSM 進行模式1 或模式2 電平翻轉時,將會改變橋臂HBSM 投入總數(shù)。如圖4 所示,HMMC 橋臂內(nèi)HBSM 投入數(shù)增加或減少一個均滿足FBSM 電平翻轉要求。

傳統(tǒng)NLM 方法中,上、下橋臂輸出電壓需滿足：

然而,HBSM 數(shù)量波動會對HMMC 內(nèi)部循環(huán)電流產(chǎn)生影響,具體分析如下。

HMMC 循環(huán)電流等效電路如圖5 所示。圖中：uarm為橋臂HBSM 投入子模塊產(chǎn)生的電壓之和；uL為橋臂電感上的電壓；icir為循環(huán)電流。

圖5 HMMC 循環(huán)電流分析Fig.5 Cyclic current analysis of HMMC

根據(jù)橋臂HBSM 電壓之和大小可分為以下2 種情況。

1）當橋臂總電壓小于直流母線電壓,即uarm0,循環(huán)電流icir向參考方向增大。因此,將橋臂額外投入一個子模塊,如圖5（a）所示。u′arm為額外投入一個子模塊后的橋臂電壓之和,存在如下關系：

因此,額外投入一個子模塊后,橋臂電感上的壓降減小,可減緩循環(huán)電流的增大速度。

2）當uarm>Udc時,uL<0,循 環(huán) 電 流icir向 參 考 方向減小。因此,將橋臂切除一個已投入子模塊（等效投入一個電壓為-Uc的電壓源）,如圖5（b）所示。橋臂電壓變?yōu)閡′arm,存在如下關系：

因此,切除一個子模塊后,橋臂電感上的壓降減小,可減緩循環(huán)電流的減小速度。

為滿足式（21）中橋臂電壓和HMMC 直流側電壓的動態(tài)平衡,所提HBSM 穩(wěn)壓策略如附錄A 圖A4 所示。具體如下：首先,檢測FBSM 是否進入電平翻轉穩(wěn)壓策略；其次,比較HMMC 公共母線電壓和橋臂總電壓大小,確定合適的橋臂投入子模塊總數(shù),維持HMMC 交、直流側電壓平衡；最后,采用電容電壓排序均壓策略［24］,選擇各橋臂投入子模塊序號。

4 仿真和實驗驗證

為驗證本文所提HMMC 拓撲和調制策略的正確性和有效性,本文搭建了Simulink 仿真模型和HMMC 單相實驗平臺,參數(shù)設置如表1 所示。

表1 仿真及實驗參數(shù)Table 1 Simulation and experimental parameters

4.1 HMMC 輸出波形仿真驗證

在MATLAB/Simulink 平臺中搭建額定功率10 kV/1.5 MW 的HMMC 系 統(tǒng) 模 型,HMMC 系 統(tǒng)a 相輸出電壓仿真波形如圖6 所示。

圖6 HMMC 仿真波形Fig.6 HMMC simulation waveforms

圖6（a）為HMMC 交流側電 壓仿真波 形,由于橋臂各配置了8 個HBSM,交流側輸出電平數(shù)達到17 個。其中,上橋臂HBSM 輸出電壓仿真波形如圖6（b）所示（以HBSM1為例）；FBSM 輸出電壓仿真波形如圖6（c）所示。HMMC 系統(tǒng)a 相循環(huán)電流仿真結果如附錄A 圖A5 所示,環(huán)流在直流分量上下具有較小波動量。

附錄A 圖A6 為HMMC 子模塊電容電壓仿真波形。由于輸出2N+1 電平調制方法中,橋臂總模塊 投 入 數(shù) 在N和N+1 之 間 跳 變［8］,故HBSM 電 容電壓穩(wěn)定值略低于額定值,約為1 170 V。上、下橋臂HBSM 電容電壓波形分別如附錄A 圖A6（a）、（b）所示。FBSM 電容電壓穩(wěn)定在600 V 左右,如附錄A 圖A6（c）所示。

4.2 HMMC 輸出波形實驗驗證

為進一步驗證所提HMMC 方案的可行性以及器件開關動作的分布情況,在附錄A 圖A7 所示的單相HMMC 平臺進行實驗。

以a 相分析為例,HMMC 中各模塊輸出電壓實驗波形如圖7 所示。圖中：HBSM（以上橋臂HBSM1為例）采用NLM,輸出開關頻率較低的兩電平方波電壓uHBSM1；FBSM 采用PWM,輸出正或負的10 kHz 脈沖電壓uPWM；FBSM 輸出電壓uPWM和內(nèi)部橋臂階梯波電壓ustep疊加得HMMC 輸出電壓uao。

附錄A 圖A8 為HMMC 子模塊電容電壓實驗波形。FBSM 電容電壓ucFBSM可穩(wěn)定到95 V,電壓波動為6 V；HBSM（以上橋臂HBSM1為例）電容電壓ucHBSM可穩(wěn)定到190 V,電壓波動為28 V。

5 損耗和成本對比

5.1 不同拓撲方案成本對比

全Si IGBT 器 件MMC（Si MMC）、全SiC MOSFET 器件MMC（SiC MMC）、文獻［23］所提拓撲和HMMC 拓撲的成本對比如表2 所示。以上4 種拓撲直流母線電壓均為10 kV,Si MMC、SiC MMC 和HMMC 橋 臂 中HBSM 數(shù) 均 為8,文 獻［23］所提拓撲HBSM 數(shù)為7。其中,Si IGBT 型號為FF300R17KE4P,耐壓值為1.7 kV,單價為132美 元；SiC MOSFET 型 號 為CAS300M17BM2 和CAS300M12BM2,耐壓值分別為1.7 kV 和1.2 kV,單價分別為514 美元和441 美元。

表2 不同拓撲成本對比Table 2 Cost comparison of different topologies

由表2 可知,SiC MMC 成本約為Si MMC 的3.9 倍；文獻［23］所提三相拓撲包含12 個成本高昂的SiC 全橋子模塊,其總成本約為Si MMC 的2.5 倍；HMMC 在傳統(tǒng)Si MMC 基礎上只增加3 個SiC 全橋子模塊,成本較Si MMC 僅增加42%,比文獻［23］所提拓撲減少了44%。

5.2 不同拓撲方案損耗對比

為驗證HMMC 拓撲在損耗上的優(yōu)勢,在MATLAB/Simulink 與PLECS 聯(lián)合仿真平臺中對Si MMC、SiC MMC、文獻［23］所提拓撲和HMMC進行損耗對比,各拓撲所選器件型號見5.1 節(jié),仿真參數(shù)如表1 所示。4 種拓撲的損耗對比結果如圖8所示。

圖8 不同拓撲方案的損耗對比Fig.8 Loss comparison of different topology schemes

圖8（a）展示了不同負載功率下4 種拓撲在器件結溫Tj=100 ℃、等效開關頻率f=20 kHz 下的損耗對比。其中,Si MMC 的開關損耗和通態(tài)損耗隨著負載功率增加而增加。由于SiC MOSFET 開關損耗較小,SiC MMC 總損耗較低,但隨著負載功率的提高,SiC MOSFET 的通態(tài)損耗迅速增加。HMMC和文獻［23］所提拓撲將高頻開關動作集中在SiC MOSFET 器件,其總損耗較低。例如,在負載功率P=1.5 MW 條件下,HMMC 和文獻［23］所提拓撲的總損耗較Si MMC 分別減少了19.4%和18.4%。

圖8（b）展示了不同等效開關頻率下4 種拓撲在器件結溫為Tj=100 ℃、負載功率P=1.5 MW 條件下的損耗對比。變換器的導通損耗和開關頻率無關,在各頻次下都相同。SiC MOSFET 器件的開關損耗較低,SiC MMC 開關損耗隨著頻率增加緩慢升高,而Si MMC 的開關損耗急劇增加。HMMC 和文獻［23］所提拓撲的開關損耗變化特點與SiC MMC相似,其總損耗隨開關頻率增加而緩慢上升。在高等效開關頻率條件下,HMMC 減小損耗的優(yōu)勢更加明顯。例如,在f=28 kHz 下,HMMC 和文獻［23］所提拓撲的總損耗相較于Si MMC 分別減小了31.4%和30.8%。

綜合4 種拓撲的成本和損耗仿真結果對比可知,HMMC 相比文獻［23］所提拓撲能夠進一步降低成本,同時保留低損耗的優(yōu)勢。

6 結語

本文提出了一種輸出2N+1 電平的低成本、高效率且輸出性能較優(yōu)的HMMC 拓撲結構。通過在傳統(tǒng)Si MMC 每相的交流側配置一個SiC 全橋子模塊,減小裝置運行損耗。針對HMMC 拓撲提出高、低頻子模塊電容穩(wěn)壓策略。最后,通過仿真和實驗驗證了所提HMMC 拓撲和電容電壓控制策略的有效性和可行性,得出如下結論：

1）所提HMMC 拓撲在保證輸出性能的情況下,每相僅增加一個SiC 全橋子模塊,相比于全Si IGBT 器件和全SiC MOSFET 器件的MMC,能夠達到效率和成本的折中優(yōu)化。

2）所提電平數(shù)倍增的混合調制策略能將輸出電壓的高頻分量固定于SiC MOSFET 器件,低頻分量固定于Si IGBT 器件,減小HMMC 整體損耗,降低SiC MOSFET 器件的電壓應力。

3）所提LPR 電容穩(wěn)壓策略能通過翻轉FBSM輸出電平極性,能夠有效控制HBSM 電容電壓穩(wěn)定。

采用2N+1 電平的NLM 將會增大HMMC 環(huán)流,混合調制策略對環(huán)流的影響機理本文未進行分析。下一步的研究重點是推導并證明LPR 電容穩(wěn)壓策略對橋臂環(huán)流的影響規(guī)律,進一步抑制HMMC環(huán)流。

附錄見本刊網(wǎng)絡版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡全文。