級聯(lián)型NPC-HB多電平逆變器功率均衡控制策略研究

陳鑫躍，劉春暉，楊朋威，鮑音夫，陳浩然

（國網(wǎng)內(nèi)蒙古東部電力有限公司電力科學(xué)研究院，內(nèi)蒙古 呼和浩特 010020）

0 引言

多電平逆變器具有電壓應(yīng)力小、諧波含量低、易于模塊化設(shè)計等優(yōu)點，在中高壓、大功率電氣傳動系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用［1-3］。一般，多電平逆變器拓?fù)渲饕譃槎O管鉗位型（neutral point clamped，NPC）、飛跨電容型（flying capacitor，F(xiàn)C）以及級聯(lián)H 橋型（cascaded H-bridge，CHB）［4-8］。其中NPC 型逆變器無需鉗位電容與獨立電源，結(jié)構(gòu)簡單，被廣泛應(yīng)用于電機(jī)驅(qū)動［9］、有源濾波器［10］和靜止無功發(fā)生器［11］等場合。

當(dāng)系統(tǒng)容量較大時，往往需要將多個模塊進(jìn)行級聯(lián)輸出，應(yīng)用于級聯(lián)型多電平逆變器的脈寬調(diào)制（pulse width modulation，PWM）策略主要有載波層疊PWM和載波移相PWM。相對載波移相調(diào)制策略，載波層疊調(diào)制策略在開關(guān)損耗和諧波優(yōu)化方面具有較大優(yōu)勢，但是其無法實現(xiàn)模塊之間的功率均衡。當(dāng)級聯(lián)系統(tǒng)中各個模塊輸出有功功率不相等時，各個模塊利用率不一致，輸出電壓諧波含量增加，器件使用壽命差異較大，影響系統(tǒng)性能，增加系統(tǒng)維護(hù)成本。

為解決逆變器多模塊級聯(lián)系統(tǒng)輸出功率不均衡問題，國內(nèi)外學(xué)者進(jìn)行大量研究，并提出一系列解決方案。文獻(xiàn)［12］針對級聯(lián)H 橋多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提出一種單極性層疊載波調(diào)制策略，使高低壓模塊的兩橋臂工作在單極倍頻正弦脈寬調(diào)制（sinusoidal PWM，SPWM）狀態(tài)，該方法同時具備高低壓模塊功率均衡和同相層疊載波諧波含量低的優(yōu)點，但是高壓模塊和低壓模塊須分開調(diào)制，且需要多條不規(guī)則調(diào)制波，會增加系統(tǒng)的復(fù)雜程度。文獻(xiàn)［13-14］針對二極管鉗位型級聯(lián)多電平逆變器，提出一種基于脈沖編碼與輪換的多電平SPWM 調(diào)制策略，通過脈沖編碼與脈沖旋轉(zhuǎn)技術(shù)，有效地控制逆變模塊內(nèi)部電容電壓，以保證輸出電壓與輸出功率的平衡。但該方法通用性不高，受限于逆變器實際拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，難以對算法進(jìn)行擴(kuò)展應(yīng)用。文獻(xiàn)［15］針對多電平H 橋逆變器，提出一種同相層疊型SPWM 脈沖分配方法，通過將各H 橋模塊的觸發(fā)信號進(jìn)行周期輪換，從而達(dá)到功率平衡的目的，但該方法需要經(jīng)過3/4個工頻周期才能實現(xiàn)功率平衡，因此存在較大的功率波動。為縮短功率均衡所需時間，文獻(xiàn)［16］提出一種改進(jìn)的同相載波層疊調(diào)制策略，然而開關(guān)器件的動作次數(shù)有所增加，降低了系統(tǒng)效率。為解決NPC/H橋型五電平逆變器開關(guān)損耗分布不均勻的問題，文獻(xiàn)［17］提出一種載波層疊與載波移相相結(jié)合的混合分布SPWM算法。文獻(xiàn)［18］對各種載波脈寬調(diào)制策略在不同調(diào)制度時輸出線電壓波形的諧波性能及基波含量進(jìn)行了仿真對比分析。文獻(xiàn)［19］研究載波層疊脈沖寬度調(diào)制和三段式空間矢量脈沖寬度調(diào)制的策略，證明提高載波頻率可使主要高次諧波頻率增大，并減小諧波含量。

文中以級聯(lián)型中點鉗位全橋（neutral point clamped H-bridge，NPC-HB）多電平逆變器為研究對象，詳細(xì)分析NPC-HB多電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用傳統(tǒng)載波層疊調(diào)制方法功率不均衡的機(jī)理，在此基礎(chǔ)上提出一種載波層疊和移相控制相結(jié)合的混合調(diào)制策略。該方法可以同時實現(xiàn)模塊之間功率均衡分配和降低輸出電壓諧波含量，降低濾波器的體積和成本，仿真和實驗結(jié)果驗證了該方法的有效性。

1 NPC-HB 級聯(lián)多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與調(diào)制策略分析

1.1 主電路拓?fù)?/h3>

NPC-HB 級聯(lián)多電平逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。單個功率模塊采用兩個NPC 半橋組成的五電平全橋結(jié)構(gòu)。在第一個模塊中，T11、T12、T13、T14、T15、T16、T17、T18為帶有反并聯(lián)二極管的功率開關(guān)器件，D11、D12、D13、D14為鉗位二極管，C11與C12為分壓電容，其電壓均為直流母線電壓的一半。每個功率模塊的輸出通過串行方式連接在一起。每個獨立的模塊都可以輸出±Vdc、±Vdc/2 和0 這5 種電平。當(dāng)n個模塊串聯(lián)時，則一共可以產(chǎn)生4n+1個電平。

圖1 NPC-HB級聯(lián)多電平逆變器電路拓?fù)銯ig.1 Topology of the cascaded NPC-HB multilevel inverter

1.2 基于載波層疊SPWM調(diào)制策略分析

基于載波調(diào)制的正弦脈寬調(diào)制SPWM 算法通常采用正弦調(diào)制波與三角載波進(jìn)行比較，從而產(chǎn)生PWM脈沖信號來開通或關(guān)斷相應(yīng)的開關(guān)器件。由于輸出諧波含量低的特點，同向?qū)盈B（phase disposition，PD）載波調(diào)制策略在多電平逆變器中得到了廣泛應(yīng)用。以兩個功率模塊級聯(lián)為例，同向載波層疊SPWM調(diào)制原理以及輸出波形如圖2所示。

圖2 同向載波層疊SPWM調(diào)制Fig.2 Co-directional carrier stacked SPWM modulation

兩個功率模塊級聯(lián)輸出九電平需要8 個載波（正半周期為ua，ub，uc，ud）和1 個正弦調(diào)制波（uref），其中8 個載波同向?qū)盈B。當(dāng)0＜uref＜ua時輸出電平0，當(dāng)ua＜uref＜ub時輸出電平Vdc/2，當(dāng)ub＜uref＜uc時輸出電平Vdc，當(dāng)uc＜uref＜ud時輸出電平3Vdc/2，當(dāng)ud＜uref時輸出電平2Vdc，同理在負(fù)半周期也可以分別輸出-Vdc/2，-Vdc，-3Vdc/2 和-2Vdc共4 個電平。通過分析可以得到低壓模塊開關(guān)管T11、T12、T13、T14工作在基波頻率與載波頻率之間，而高壓模塊開關(guān)管T21、T22、T23、T24全部關(guān)斷。每個橋臂的工作頻率均不一致，由此產(chǎn)生的發(fā)熱不均勻問題會嚴(yán)重影響系統(tǒng)的可靠性。另一方面，NPC-HB 多電平逆變器各模塊輸出端為串行連接，各個模塊輸出的電流相等。雖然逆變器輸出的功率既包含有功功率又包含無功功率，但是僅有有功功率消耗在負(fù)載中，而無功功率則存儲在電感和電容中。因此，NPC-HB多電平逆變器各模塊的功率分配問題主要考慮有功功率的分配。

2 NPC-HB級聯(lián)多電平逆變器功率均衡方法

2.1 混合調(diào)制策略

通過上述分析，模塊間功率不均分的根本原因是各個模塊輸出電壓基波分量不相等，這也是采用載波層疊調(diào)制策略固有的缺陷。因此，文中提出一種混合調(diào)制策略，在半橋結(jié)構(gòu)中采用載波層疊式調(diào)制策略，而在橋臂之間采用載波移相式調(diào)制策略，混合調(diào)制策略如圖3所示。

圖3 混合調(diào)制策略Fig.3 Hybrid modulation strategy

以兩模塊級聯(lián)為例，1 號模塊8 個開關(guān)器件的驅(qū)動信號由調(diào)制波（um）與4個載波（u1a、u1b、u1c、u1d）進(jìn)行比較得到。2 號模塊8 個開關(guān)器件的驅(qū)動信號由調(diào)制波（um）與4 個載波（u2a、u2b、u2c、u2d）進(jìn)行比較得到。在1 號模塊中，u1a和u1c同相位，u1b和u1d同相位，而u1a與u1b相位相反，2號模塊中的4個載波之間的相位關(guān)系與1 號模塊一致。兩個模塊載波的不同點是2 號模塊的4個載波相對于1號模塊整體上有90°的相位差。第一個模塊的T11、T12、T18、T17觸發(fā)脈沖信號由調(diào)制波um與載波u1a、u1b、u1c、u1d比較產(chǎn)生，T13、T14、T16、T15的脈沖信號分別與T2a、T2b、T2c、T2d互補。第二個模塊的脈沖觸發(fā)信號與第一個模塊類似。

采用混合調(diào)制策略之后，各個功率器件的平均開關(guān)頻率相等，因此系統(tǒng)散熱更加均勻。各個功率模塊的脈沖信號是通過移相得到的，因此各個模塊輸出電壓基波分量大小相等，從而保證了各個模塊的功率均衡。當(dāng)系統(tǒng)由n個模塊級聯(lián)組成多電平逆變器時，不同模塊載波之間的移相角度為π/n，同層載波與調(diào)制波比較同樣可以獲得均衡的功率輸出。

2.2 模塊內(nèi)開關(guān)器件損耗分布情況分析

功率損耗的估計對于評估電力電子電路的最大效率至關(guān)重要。本節(jié)對功率器件的導(dǎo)通和開關(guān)損耗進(jìn)行分析。

一般來說，導(dǎo)通損耗與調(diào)制策略和負(fù)載功率有關(guān)。根據(jù)所提出的調(diào)制策略，得到每個開關(guān)的占空比函數(shù)如表1 所示，其中M是調(diào)制度，ω是電網(wǎng)電壓的角頻率。在半工頻周期內(nèi)，絕緣柵雙極型晶體管（insulated gate bipolar transistor，IGBT）的平均導(dǎo)通損耗PCond為

表1 每個開關(guān)的占空比表達(dá)式Table 1 Duty cycle expression for each switch

式中：uce（t）為IGBT 動態(tài)壓降，uce（t）=uceo+i（t）Ron，其中uceo為IGBT 的固定壓降，Ron為IGBT 的導(dǎo)通電阻；i（t）為輸出電流，i（t）=Imsin（ωt），其中Im為輸出電流幅值；dsw（t）為開關(guān)器件的占空比。

結(jié)合式（1）和表1，T11、T18、T21和T28的導(dǎo)通損耗為

同理，開關(guān)（T12、T17、T22、T27）、（T13、T16、T23、T26）和（T14、T15、T24、T25）的導(dǎo)通損耗分別可以表示為：

正如在文獻(xiàn)［20］中所討論的，帶有反并聯(lián)二極管的開關(guān)器件的開關(guān)損耗Psw可以表示為

式中：Voff為關(guān)斷電壓；ton和toff分別為開通時間和關(guān)斷時間；f為開關(guān)頻率。

根據(jù)樣機(jī)參數(shù)和實驗條件，選擇開關(guān)器件IKW40N60，其主要參數(shù)如表2 所示。結(jié)合式（2）—式（6）、表2和表3所列實驗參數(shù)，可以計算出單個模塊中每個開關(guān)器件的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗情況，結(jié)果如圖4所示。

表2 開關(guān)器件主要參數(shù)Table 2 Main parameters of switch

表3 實驗參數(shù)Table 3 Experimental parameters

圖4 開關(guān)器件的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗分布Fig.4 Distribution of conduction losses and switching losses for each switch

由圖4 可知，模塊單元內(nèi)部各個功率器件的開關(guān)損耗均相同，而T12、T13、T16、T17的導(dǎo)通損耗高于其他功率器件的導(dǎo)通損耗。在總損耗方面，T11、T14、T15、T18具有相同的總損耗；T12、T13、T16、T17具有相同的總損耗。從上述分析結(jié)果可得，所提調(diào)制方法促使模塊內(nèi)部各個功率器件的損耗趨于均勻，有助于提升器件使用壽命，提高系統(tǒng)可靠性。

2.3 模塊間功率分布情況分析

圖5 展示了采用混合調(diào)制策略時高低壓單元及級聯(lián)輸出橋臂電壓及其等效基波波形。從圖中可以看出，高低壓單元輸出的橋臂電壓均為五電平，且兩者基波分量大小完全一致。級聯(lián)輸出電壓呈現(xiàn)九電平形式。高低壓單元串行連接，流過兩者的電流均為輸出負(fù)載電流，因此高低壓單元所承擔(dān)的功率一致。故所提方法可以有效均衡高低壓單元的功率，當(dāng)級聯(lián)單元數(shù)量增加時，所提混合調(diào)制策略依然適用。

圖5 高低壓單元與級聯(lián)輸出橋臂電壓及其等效基波波形Fig.5 High and low voltage unit and cascaded output bridge arm voltage and its equivalent fundamental waveform

3 實驗驗證

為驗證所提混合調(diào)制策略的有效性，以圖1 所示的2 個NPC-HB 五電平功率模塊為例，建立級聯(lián)NPC-HB 實驗樣機(jī)?？刂葡到y(tǒng)采用TI 公司的TMS320F28335 數(shù)字處理器與Altera 公司的EP2C8Q208 可編程邏輯器件。實驗樣機(jī)如圖6 所示，實驗參數(shù)如表3所示。

圖6 實驗樣機(jī)Fig.6 Experimental prototype

圖7 和圖8 為采用載波層疊調(diào)制策略在不同調(diào)制度下的輸出電壓波形。當(dāng)調(diào)制度M=0.4 時，各個模塊的輸出電壓VAC、VDB和總輸出電壓VAB波形如圖7（a）所示，從圖中可以看出逆變器的總輸出全部由低壓模塊承受，而高壓模塊沒有功率輸出。圖7（b）是輸出電壓的快速傅里葉變換（fast Fourier transform，F(xiàn)FT）結(jié)果，其諧波主要集中在20 kHz 附近，諧波峰值達(dá)到50 V，高次諧波含量較小。當(dāng)調(diào)制度為M=0.8 時，各個模塊的輸出電壓VAC、VDB和總輸出電壓VAB波形如圖8（a）所示。從圖中可以看出低壓模塊輸出基波有效值大于高壓模塊輸出電壓基波有效值，因此低壓模塊的輸出功率要大于低壓模塊的輸出功率，總輸出電壓的傅里葉分析結(jié)果如圖8（b）所示，諧波主要集中在20 kHz 附近，諧波峰值約為40 V。

圖7 載波層疊調(diào)制逆變器輸出電壓實驗結(jié)果（M=0.4）Fig.7 Experimental results of the output voltage of the inverter under PD PWM strategy（M=0.4）

圖8 載波層疊調(diào)制逆變器輸出電壓實驗結(jié)果（M=0.8）Fig.8 Experimental results of the output voltage of the inverter under PD PWM strategy（M=0.8）

圖9和圖10為采用混合調(diào)制策略下各個單元輸出電壓波形圖。圖9（a）為調(diào)制度為0.4 時各單元輸出電壓及總輸出電壓的波形圖。從圖中可以看出，低壓單元VAC和高壓單元VDB輸出基波電壓有效值相等，因此級聯(lián)系統(tǒng)各個單元的輸出功率是均衡的。輸出電壓VAB的傅里葉分析結(jié)構(gòu)如圖9（b）所示，諧波主要集中在80 kHz 附近，諧波峰值約為25 V。當(dāng)調(diào)制度為0.8 時，如圖10 所示，兩個單元均為五電平輸出，且輸出基波有效值相等，輸出功率也達(dá)到了均衡，此時總輸出電壓的開關(guān)次諧波峰值約為20 V。

圖9 混合調(diào)制策略逆變器輸出電壓實驗結(jié)果（M=0.4）Fig.9 Experimental results of the output voltage of the inverter under hybrid modulation strategy（M=0.4）

圖10 混合調(diào)制策略逆變器輸出電壓實驗結(jié)果（M=0.8）Fig.10 Experimental results of the output voltage of the inverter under hybrid modulation strategy（M=0.8）

通過對比實驗結(jié)果可得：采用混合調(diào)制策略后，高壓單元和低壓單元輸出功率均衡效果較為明顯；輸出電壓諧波峰值所對應(yīng)的頻率相對于載波層疊調(diào)制策略有較大提高，有利于減小濾波器的成本和體積。

4 結(jié)論

針對NPC-HB 型級聯(lián)多電平逆變器載波層疊SPWM 調(diào)制策略中存在的功率均衡問題，提出一種混合調(diào)制策略。以兩單元級聯(lián)九電平逆變器為例，通過軟件仿真和實驗驗證，得到以下結(jié)論：

1）提出的混合調(diào)制策略可以有效均衡NPC-HB級聯(lián)型多電平逆變器各單元輸出功率，且輸出電壓波形質(zhì)量不受影響。

2）混合調(diào)制策略可以使各個器件具有相同的開關(guān)頻率，從而使系統(tǒng)損耗和散熱更加均勻，有利于延長功率器件的使用壽命，提高整體系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

3）混合調(diào)制策略可以有效提高輸出電壓的等效開關(guān)頻率和降低諧波峰值，有利于降低濾波器的成本和體積。