改進(jìn)滑模控制雙降壓式逆變器的動(dòng)力學(xué)特性

陶 慧，艾朋偉

（河南理工大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，焦作 454000）

電力電子變換器是一種強(qiáng)非線性時(shí)變系統(tǒng)，存在著倍周期分岔、Hopf 分岔及混沌等非線性行為[1-2]，這些非線性行為會(huì)影響系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。近年來(lái)，DC-AC逆變器的非線性研究受到廣大學(xué)者的關(guān)注。文獻(xiàn)[3]首次研究了比例控制的H 橋逆變器的分岔和混沌現(xiàn)象。文獻(xiàn)[4]研究了H 橋逆變器在比例積分控制下的非線性行為，采用快變穩(wěn)定性定理進(jìn)行了理論分析，給出了各電路參數(shù)的穩(wěn)定工作范圍。文獻(xiàn)[5]研究了準(zhǔn)比例諧振PR（proportional resonant）調(diào)節(jié)下一階H 橋逆變器的非線性現(xiàn)象，建立了系統(tǒng)一階離散數(shù)學(xué)模型，并運(yùn)用雅可比矩陣進(jìn)行了理論分析。文獻(xiàn)[6]在文獻(xiàn)[5]的基礎(chǔ)上研究了三相并網(wǎng)逆變器的非線性現(xiàn)象，建立了三相逆變器的離散數(shù)學(xué)模型。但上述研究都是對(duì)線性控制下H橋逆變器的非線性行為進(jìn)行分析。

滑?？刂剖且环N典型的非線性控制方式，具有響應(yīng)速度快、魯棒性好、自適應(yīng)性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，其與改進(jìn)指數(shù)趨近律結(jié)合還能夠有效消弱抖振[7]。因此，改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂圃谀孀兤骺刂浦杏袕V闊的應(yīng)用前景。文獻(xiàn)[8]結(jié)合分岔圖和折疊圖，研究了改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂葡碌腍橋逆變器，發(fā)現(xiàn)其具有非常豐富的動(dòng)力學(xué)行為。

上述線性控制與非線性控制逆變器研究都以傳統(tǒng)的H 橋逆變器為研究對(duì)象。而隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，對(duì)逆變器性能的要求也越來(lái)越高。傳統(tǒng)的H 橋逆變器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、應(yīng)用廣泛，但存在橋臂直通問(wèn)題，在實(shí)際工程中，需要設(shè)置死區(qū)時(shí)間，但如果死區(qū)時(shí)間設(shè)置不當(dāng)，會(huì)引起輸出電壓的嚴(yán)重畸變。為此，吳婷等[9]提出一種對(duì)稱(chēng)電感配置的雙降壓式逆變器，該電路結(jié)構(gòu)在同一橋臂的兩開(kāi)關(guān)管之間放置濾波電感，解決了橋臂直通問(wèn)題。雙降壓式逆變器具有無(wú)需設(shè)置死區(qū)時(shí)間、可靠性高、電能質(zhì)量高和直流電壓利用率高等優(yōu)點(diǎn)，因此廣泛應(yīng)用于對(duì)電能質(zhì)量和可靠性要求較高，以及高電壓和高功率輸出的場(chǎng)合。文獻(xiàn)[10]研究了比例控制下雙降壓式逆變器的非線性行為，通過(guò)分岔圖和折疊圖分析了比例系數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，但沒(méi)有進(jìn)行穩(wěn)定性理論分析。

本文將改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂埔氲诫p降壓式逆變器中，并對(duì)其動(dòng)力學(xué)特性進(jìn)行研究。首先分析系統(tǒng)工作原理，利用頻閃映射法建立系統(tǒng)的離散模型，然后結(jié)合數(shù)值仿真方法研究控制參數(shù)和外部參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，最后利用快變穩(wěn)定性定理進(jìn)行理論分析。本文研究將為雙降壓式逆變器的控制提供新思路，為改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂品绞较履孀兤鞯脑O(shè)計(jì)和調(diào)試提供一定的理論依據(jù)。

1 逆變器的工作原理及離散模型

1.1 工作原理

采用改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂凭哂卸墩裥?、響應(yīng)快、魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂齐p降壓式逆變器的電路原理如圖1 所示。該逆變器由主電路和控制電路兩部分組成：在主電路中，E為直流電壓，VT1～VT4為4 個(gè)全控型開(kāi)關(guān)，D1～D4為4 個(gè)續(xù)流二極管，逆變側(cè)的濾波器由電感L1～L4和電容C組成，R為負(fù)載；在控制電路中，首先將參考電流iref=Imsin(ωt)與電感電流iL比較得到誤差信號(hào)e，即e=iref-iL，然后將誤差e輸入至改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂破鞯玫娇刂齐妷簎con，最后將控制電壓ucon作為調(diào)制波與雙極性三角波utri進(jìn)行調(diào)制得到驅(qū)動(dòng)VT1～VT4的脈寬調(diào)制PWM（pulse width modulation）信號(hào)，根據(jù)半周期工作方式驅(qū)動(dòng)各開(kāi)關(guān)管。

圖1 改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂齐p降壓式逆變器的電路原理Fig.1 Circuit principle of a double buck inverter with improved exponential approach law sliding mode control

采用半周期工作方式的PWM 控制策略如圖2所示[10]?？刂齐妷簎con與0 V 相比較可得到實(shí)現(xiàn)半周期工作的方波信號(hào)，將方波信號(hào)與PWM 信號(hào)相與可得到開(kāi)關(guān)管VT1、VT4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)SVT1,VT4；然后將方波的反相信號(hào)與PWM的反相信號(hào)相與得到開(kāi)關(guān)管VT2、VT3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)SVT2,VT3。此運(yùn)行模式可以減小器件的開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。

圖2 PWM 控制策略Fig.2 PWM control strategy

為了方便分析，假設(shè)所有開(kāi)關(guān)管、二極管及電感電容均為理想器件，且取L1=L2=L3=L4=L；S表示開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)，當(dāng)S=1時(shí)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，當(dāng)S=0時(shí)開(kāi)關(guān)管截止。根據(jù)iL的正負(fù)及開(kāi)關(guān)管、二極管的狀態(tài)，系統(tǒng)可分為以下4種工作狀態(tài)。

（1）當(dāng)iL>0 時(shí)，若ucon＞utri，則S= 1，開(kāi)關(guān)管VT1、VT4導(dǎo)通，VT2、VT3截止；若ucon

式中：iL為電感電流；uo為輸出電壓。

（2）當(dāng)iL<0 時(shí)，若uconutri，則S=0，開(kāi)關(guān)管VT1～ VT4截止，續(xù)流二極管D2、D3導(dǎo)通。此時(shí)系統(tǒng)的主電路狀態(tài)微分方程為

采用改進(jìn)指數(shù)趨近律滑模控制，控制電壓ucon可表示為[7]

式中：K1為比例系數(shù)，K1>0；K2為滑?？刂葡禂?shù)，K2>0。

PWM控制下的占空比d為

式（3）和式（4）組成了控制電路的狀態(tài)方程。

1.2 離散模型

采用頻閃映射方法進(jìn)行建模，以開(kāi)關(guān)周期T作為頻閃采樣的時(shí)間間隔。令Xn=[iL,n,uo,n]T，Xn為第nT時(shí)刻的狀態(tài)變量矩陣，狀態(tài)變量iL,n為第nT時(shí)刻的電感電流，uo,n為第nT時(shí)刻的輸出電壓。

由式（1）和式（2）可得

其中

式中：Ai為狀態(tài)矩陣，i=1，2，3，4；Bi為輸入矩陣；X為系統(tǒng)狀態(tài)變量矩陣，X=[iL,uo]T。

主電路的離散數(shù)學(xué)模型為

式中，I為二階單位矩陣。

對(duì)式（3）離散化可得第n個(gè)開(kāi)關(guān)周期的控制電壓為

式中，iref,n為第n個(gè)開(kāi)關(guān)周期的參考電流。

根據(jù)準(zhǔn)靜態(tài)思想可得

由式（4）和式（10）可得第n個(gè)開(kāi)關(guān)周期的占空比dn為

由于占空比具有飽和特性，需對(duì)dn進(jìn)行限幅處理，即

整個(gè)系統(tǒng)的離散模型由式（6）～（13）組成。

2 控制參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

常用的非線性動(dòng)力學(xué)數(shù)值研究方法有分岔圖、折疊圖、時(shí)域波形和頻譜圖。分岔圖通過(guò)對(duì)不同周期下?tīng)顟B(tài)變量輸出波形的同一位置進(jìn)行采樣得到，可以反映出分岔臨界點(diǎn)并分辨出系統(tǒng)出現(xiàn)的分岔類(lèi)型。折疊圖通過(guò)對(duì)穩(wěn)定后的多個(gè)正弦周期進(jìn)行采樣并將采樣點(diǎn)一一疊加得到，可以直觀地反映系統(tǒng)整個(gè)輸出周期的穩(wěn)定狀態(tài)。當(dāng)折疊圖是1 條正弦曲線時(shí)，系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行；當(dāng)折疊圖是2 條以上曲線或不規(guī)則的點(diǎn)分布整個(gè)區(qū)域時(shí)，系統(tǒng)工作在不穩(wěn)定狀態(tài)。時(shí)域波形通過(guò)在Matlab/Simulink 中搭建電路仿真得到，可以定量描述系統(tǒng)振蕩周期與時(shí)鐘周期的關(guān)系，進(jìn)而判斷系統(tǒng)的穩(wěn)定性。頻譜圖通過(guò)對(duì)狀態(tài)變量的時(shí)域波形進(jìn)行快速傅里葉變換FFT（fast Fourier transform）分析得到，能夠觀察到對(duì)應(yīng)時(shí)域波形中所含的諧波成分及總諧波失真THD（total harmonic distortion），進(jìn)而判斷系統(tǒng)穩(wěn)定性與電能質(zhì)量?jī)?yōu)劣。

本文分別采用分岔圖、折疊圖、時(shí)域波形及其頻譜圖等研究控制參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。電路參數(shù)分別設(shè)置為E=180 V，R=10 Ω，L=5 mH，C=50 μF，fs=5 kHz，f=50 Hz，iref=12 sin(100πt)。

2.1 控制參數(shù)K1 對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

令K2=0.1，其他電路參數(shù)保持不變，K1以0.003 的步長(zhǎng)從0 變化到1，在電感電流波形峰值和谷值處分別采樣，繪制出以K1為參數(shù)的分岔圖如圖3所示。將圖3與文獻(xiàn)[8]中相關(guān)分岔圖4對(duì)比發(fā)現(xiàn)，本文系統(tǒng)沒(méi)有出現(xiàn)H橋逆變器的多種倍周期同時(shí)存在的特殊分岔現(xiàn)象；狀態(tài)變量在峰值處與谷值處采樣的分岔特性相同，系統(tǒng)的非線性復(fù)雜度大大降低，這是因?yàn)橄到y(tǒng)的半周期工作方式減少了半個(gè)周期內(nèi)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)個(gè)數(shù)，以及對(duì)稱(chēng)電感配置的雙降壓式逆變器具有較H 橋逆變器更加對(duì)稱(chēng)的電路結(jié)構(gòu)。

圖3 以K1 為參數(shù)在峰值與谷值處采樣的分岔圖Fig.3 Bifurcation diagrams sampling at peak and valley with K1 as parameter

圖4 K1 分別取0.20、0.43、0.80 時(shí)的折疊圖Fig.4 Folding diagrams when K1 takes 0.20,0.43 and 0.80 respectively

從圖3 可看出，當(dāng)0

K1分別取0.20、0.43、0.80 時(shí)的折疊圖如圖4 所示。圖4（a）中呈現(xiàn)1條正弦曲線，且K1=0.20處于分岔圖（見(jiàn)圖3）的0～0.35 區(qū)間，說(shuō)明此時(shí)系統(tǒng)處于穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)；圖4（b）中呈現(xiàn)2 條正弦曲線，且K1=0.43 處于分岔圖（見(jiàn)圖3）的0.35～0.45 區(qū)間，說(shuō)明此時(shí)系統(tǒng)處于周期2狀態(tài)；圖4（c）呈現(xiàn)出大量復(fù)雜無(wú)規(guī)律的點(diǎn)填充了大部分區(qū)域，且K1=0.80處于分岔圖（見(jiàn)圖3）的0.45～1.00區(qū)間，說(shuō)明此時(shí)系統(tǒng)處于混沌狀態(tài)?？梢?jiàn)，折疊圖（見(jiàn)圖4）與分岔圖（見(jiàn)圖3）的分析結(jié)果一致，驗(yàn)證了系統(tǒng)離散模型和數(shù)值仿真的正確性。

K1分別取0.20、0.43、0.80 時(shí)的時(shí)域波形（含峰值附近局部放大圖）和頻譜圖如圖5～圖7所示。在頻譜圖中，橫坐標(biāo)f表示頻率，縱坐標(biāo)Mag表示各頻率下的諧波相對(duì)基波的百分比。由圖5（a）可知，iL為正弦波形，振蕩周期等于時(shí)鐘周期；由圖5（b）可知，iL中主要存在基波分量和開(kāi)關(guān)頻率及其附近諧波分量，此時(shí)THD 較小為6.36%，系統(tǒng)處于穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。圖6（a）中iL的振蕩周期是時(shí)鐘周期的2倍；圖6（b）中iL主要存在基波分量、開(kāi)關(guān)頻率和0.5開(kāi)關(guān)頻率及其附近諧波分量，此時(shí)THD 為8.27%，系統(tǒng)處于倍周期狀態(tài)。圖7為K1=0.80 時(shí)的時(shí)域波形和頻譜圖。圖7（a）中iL的時(shí)域波形失去周期性，變得混沌；圖7（b）中存在大量多種非基波頻率與開(kāi)關(guān)頻率的諧波分量，此時(shí)iL的THD較大為11.63%，系統(tǒng)處于混沌不穩(wěn)定狀態(tài)?？梢?jiàn)，時(shí)域波形及頻譜圖的分析結(jié)果與折疊圖及分岔圖的分析結(jié)果一致。

圖5 K1=0.20 時(shí)的時(shí)域波形和頻譜圖Fig.5 Time-domain waveform and frequency spectrum at K1=0.20

圖6 K1=0.43 時(shí)的時(shí)域波形和頻譜圖Fig.6 Time-domain waveform and frequency spectrum at K1=0.43

圖7 K1=0.80 時(shí)的時(shí)域波形和頻譜圖Fig.7 Time-domain waveform and frequency spectrum at K1=0.80

2.2 控制參數(shù)K2 對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

令K1=0.20，其他電路參數(shù)保持不變，K2以0.003的步長(zhǎng)從0變化到1，在電感電流波形峰值處采樣，繪制出以K2為參數(shù)的分岔圖如圖8 所示?？梢钥闯觯?dāng)0

圖8 以K2 為參數(shù)的分岔圖Fig.8 Bifurcation diagram with K2 as parameter

研究表明，當(dāng)K2取不同值時(shí)系統(tǒng)的折疊圖與圖4類(lèi)似，時(shí)域波形及其頻譜圖與圖5～圖7類(lèi)似，這里不再贅述。

2.3 控制參數(shù)的穩(wěn)定工作域

確定控制參數(shù)的穩(wěn)定工作域?qū)ο到y(tǒng)的設(shè)計(jì)至關(guān)重要。這里保持系統(tǒng)其他參數(shù)不變，圖9給出了控制參數(shù)K1和K2構(gòu)成的二維平面穩(wěn)定性邊界，曲線下方區(qū)域?yàn)橄到y(tǒng)穩(wěn)定工作域，上方區(qū)域?yàn)橄到y(tǒng)不穩(wěn)定區(qū)域。

圖9 系統(tǒng)在K2 -K1 平面上的穩(wěn)定性邊界Fig.9 Stability boundary in the space of K2 versus K1

2.4 改進(jìn)滑?？刂茖?duì)系統(tǒng)性能的影響

將改進(jìn)滑?？刂婆c傳統(tǒng)滑?？刂七M(jìn)行對(duì)比，分析改進(jìn)滑?？刂茖?duì)系統(tǒng)性能的影響。在改進(jìn)滑?？刂葡履孀兤鞲鲄?shù)的穩(wěn)定區(qū)間取值，令K1=0.20、K2= 0.10，傳統(tǒng)滑模控制的控制變量為ucon=ae+bsgn(e)，a= 0.2，b= 0.1，其他電路參數(shù)取默認(rèn)值。對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定后輸出電壓的時(shí)域波形進(jìn)行FFT分析可得輸出電壓uo的頻譜圖如圖10所示。從圖10（a）可以看出，傳統(tǒng)滑模控制下逆變器輸出電壓基波分量幅值為97.76 V，THD為1.87%；從圖10（b）可以看出，改進(jìn)滑?？刂葡履孀兤鬏敵鲭妷夯ǚ至糠禐?02 V，較傳統(tǒng)滑模控制高4.24 V，THD為1.19%，較傳統(tǒng)滑?？刂频?.68%，奇數(shù)低次諧波明顯減少。

圖10 傳統(tǒng)滑模控制和改進(jìn)滑?？刂葡履孀兤鬏敵鲭妷簎o 的頻譜圖Fig.10 Frequency spectrum of the inverter output voltage uo under conventional and improving sliding mode control

傳統(tǒng)滑?？刂坪透倪M(jìn)滑模控制下逆變器輸出的有功功率如圖11所示，其中實(shí)線1、2、3、4分別為傳統(tǒng)滑?？刂葡履孀兤鬏敵龅幕ǚ至坑泄β省⒅绷鞣至坑泄β?、2 次諧波有功功率及3 次諧波有功功率，虛線5、6、7、8分別為改進(jìn)滑?？刂葡履孀兤鬏敵龅幕ǚ至俊⒅绷鞣至?、2次諧波分量及3次諧波分量的有功功率?？梢钥闯?，實(shí)線2、3、4和虛線6、7、8 表示輸出的有功功率在系統(tǒng)穩(wěn)定后近似衰減到0，實(shí)線1 表示的基波分量有功功率穩(wěn)定到478 W，虛線5 表示的基波分量有功功率穩(wěn)定到520 W。通過(guò)對(duì)比可知，改進(jìn)滑?？刂票葌鹘y(tǒng)滑?？刂铺岣吡四孀兤鬏敵龅挠泄β?，減小了逆變器的損耗。

圖11 傳統(tǒng)滑模控制和改進(jìn)滑?？刂葡履孀兤鬏敵鲇泄β蔉ig.11 Active power output of inverter under conventional and improving sliding mode control

綜上，改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂铺岣吡讼到y(tǒng)輸出電壓的質(zhì)量及輸出功率，其在逆變器控制中有著廣泛的應(yīng)用前景。

3 其他電路參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

令K1=0.20、K2=0.10，研究輸入電壓E、濾波電感L、開(kāi)關(guān)周期T等外部參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。

令直流電壓E以1 V 的步長(zhǎng)從0 V 變化到600 V，其他參數(shù)保持不變，繪制出在電感電流峰值處采樣的分岔圖如圖12（a）所示?？梢钥闯觯?dāng)0 V260 V時(shí)，系統(tǒng)由倍周期進(jìn)入混沌狀態(tài)。因此，要使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，直流電壓E的取值應(yīng)小于227 V。

圖12 其他電路參數(shù)的分岔圖Fig.12 Bifurcation diagrams of other circuit parameters

令電感L以0.03 mH 的步長(zhǎng)從0.3 mH 變化到5.3 mH，其他參數(shù)保持不變，繪制出以電感L為分岔參數(shù)的分岔圖如圖12（b）所示?？梢钥闯觯S著L的減小，系統(tǒng)從穩(wěn)定運(yùn)行經(jīng)倍周期進(jìn)入混沌；隨著L的進(jìn)一步減小，系統(tǒng)回到倍周期狀態(tài)，這一現(xiàn)象稱(chēng)為切分岔。因此，要使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，L的取值應(yīng)大于4.2 mH。

令開(kāi)關(guān)周期T以1 μs 的步長(zhǎng)從100 μs 變化到500 μs，其他參數(shù)保持不變，繪制出以T為分岔參數(shù)的分岔圖如圖12（c）所示。可以看出，隨著T的增大，系統(tǒng)從穩(wěn)定運(yùn)行經(jīng)倍周期進(jìn)入混沌，因此要使系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，T的取值應(yīng)小于228 μs。

由上述分析可知，除控制參數(shù)外，其他電路參數(shù)E、L和T對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性也具有重要影響。在實(shí)際工程中，要選擇合適的參數(shù)取值使系統(tǒng)工作在穩(wěn)定狀態(tài)。

4 穩(wěn)定性分析

常用的穩(wěn)定性理論分析方法有李雅普諾夫指數(shù)法和雅可比矩陣法，兩者都要求系統(tǒng)的離散數(shù)學(xué)方程可導(dǎo)。因?yàn)楦倪M(jìn)指數(shù)趨近律滑模控制雙降壓式逆變器的離散模型不可導(dǎo)，所以這兩個(gè)方法對(duì)于本文不再適用。文獻(xiàn)[11]提出一種快變穩(wěn)定性定理，解決了離散數(shù)學(xué)模型不可導(dǎo)的穩(wěn)定性判斷問(wèn)題，填補(bǔ)了非線性控制逆變器判斷穩(wěn)定性的空白。為此，本文采用快變穩(wěn)定性定理進(jìn)行理論分析。該定理的基本思想是取電流下降段M個(gè)開(kāi)關(guān)周期，分別將每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的占空比和下一個(gè)周期的占空比相減后再除以?xún)烧卟钪档慕^對(duì)值，把計(jì)算出的M個(gè)數(shù)相加即得到穩(wěn)定系數(shù)Q，具體計(jì)算公式為

式中，N0為電感電流下降段的某個(gè)開(kāi)關(guān)周期。本文取N0=1 825，M=15。

若在M個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)占空比一直保持單調(diào)變化，即Q=M時(shí)，則系統(tǒng)處于穩(wěn)定狀態(tài)；若Q

圖13 K1 與E 為參數(shù)的穩(wěn)定性判斷結(jié)果Fig.13 Results of stability judgment with K1 or E as parameter

5 結(jié) 論

本文從非線性動(dòng)力學(xué)角度出發(fā)，以雙降壓式逆變器為研究對(duì)象，引入改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂?，建立了系統(tǒng)的離散數(shù)學(xué)模型，對(duì)其進(jìn)行數(shù)值仿真與理論分析，得到了如下結(jié)論。

（1）結(jié)合分岔圖、折疊圖、時(shí)域波形及其頻譜圖等分析了不同控制參數(shù)下逆變器的非線性行為，確定了控制參數(shù)K1和K2的二維穩(wěn)定工作域。

（2）除控制參數(shù)外，給出了其他電路參數(shù)E、L、T的穩(wěn)定工作范圍。

（3）利用快變穩(wěn)定性定理進(jìn)行了穩(wěn)定性理論分析。

本文研究結(jié)果表明，改進(jìn)滑?？刂铺岣吡四孀兤鞯妮敵鲭妷嘿|(zhì)量及輸出功率，揭示了改進(jìn)指數(shù)趨近律滑?？刂齐p降壓式逆變器的非線性本質(zhì)，為實(shí)際工程中提高逆變器工作穩(wěn)定性的設(shè)計(jì)及調(diào)試提供了重要的理論依據(jù)。