趙毅強 ,趙鑫宇 ,何家驥 ,李 堯 ,王帥鵬,耿俊峰
(1. 天津大學微電子學院,天津 300072;2. 天津市成像與感知微電子技術(shù)重點實驗室,天津 300072; 3. 北京智芯微電子科技有限公司,北京 100192)
溫度作為與生產(chǎn)生活密切相關的物理量之一,其感知技術(shù)在航空航天、生物醫(yī)療和電力電子等多領域被廣泛應用[1-3].近些年,物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)的飛速發(fā)展使得無線低功耗傳感節(jié)點得到了大量普及,基于CMOS工藝的溫度傳感器作為物聯(lián)網(wǎng)溫度感知節(jié)點的重要元件,應不斷向低功耗方向發(fā)展.CMOS溫度傳感器的核心電路通常由感溫電路、Sigma-Delta 調(diào)制器電路和數(shù)字濾波器電路3部分組成[4],其中,感溫電路和Sigma-Delta調(diào)制器電路決定了溫度傳感器的精度;數(shù)字濾波器電路則直接影響了溫度傳感器的面積和功耗.因此,設計低功耗數(shù)字濾波器電路是實現(xiàn)低功耗溫度傳感器的關鍵[5].
低功耗數(shù)字濾波器一直是許多國內(nèi)外學者的研究重點,Kilic等[6]開展了面向射頻接收器的數(shù)字濾波器設計,提出了多種低功耗梳狀濾波器架構(gòu);Chavan等[7]提出了一種用于調(diào)頻連續(xù)波雷達收發(fā)器的數(shù)字濾波器,由級聯(lián)積分梳狀(cascade integrator comb,CIC)濾波器和半帶濾波器級聯(lián)而成,采用該結(jié)構(gòu)可以有效降低數(shù)字濾波器的功耗;錢澤斌等[8]通過利用靜態(tài)存儲器來存放數(shù)字濾波器系數(shù),并對多級數(shù)字濾波器進行耦合設計,極大地提高了時鐘利用率,使功耗減小了60%,該濾波器應用于音頻芯片.可以看出,低功耗數(shù)字濾波器的研究主要針對輸入為中高速信號的情況,而對于輸入為低速信號(如溫度等)的情況研究較少.
為了降低溫度傳感器的功耗,本文開展了面向CMOS溫度傳感器的低功耗數(shù)字濾波器設計,完成了遞歸結(jié)構(gòu)CIC濾波器和基于移位加法器的有限脈沖響應(finite impulse response,F(xiàn)IR)濾波器的硬件實現(xiàn),通過分析濾波器精度與功耗之間的關系,提出了一種可根據(jù)精度需求變化自行調(diào)節(jié)運算單元數(shù)量的數(shù)字濾波器,有效降低了濾波器運行時功耗.此外,針對溫度信號的變化特點,采用一種低功耗工作模式,并對這種工作模式下濾波器的運算方式進行優(yōu)化,使濾波器功耗進一步降低.
本文提出的CMOS溫度傳感器由基于2階調(diào)制器的前端電路和數(shù)字信號處理電路兩部分組成,其架構(gòu)如圖1所示.環(huán)境溫度經(jīng)過基于雙極晶體管(bipolar junction transistor,BJT)測溫原理的感溫電路產(chǎn)生用于比率計算的兩個關鍵電壓Vbe1和Vbe2.2階Sigma-Delta(ΣΔ)調(diào)制器用于將感溫電路產(chǎn)生的模擬電壓量化為帶有溫度信息的數(shù)字比特流.
圖1 CMOS溫度傳感器架構(gòu)Fig.1 Architecture of CMOS temperature sensor
Sigma-Delta調(diào)制器輸出的數(shù)字比特流在未經(jīng)處理情況下并不利于用戶直接獲取溫度信息,一是因為該信號在高頻處存在的大量冗余噪聲會影響信號質(zhì)量;二是因為該信號工作頻率較高,若不進行降采樣處理,將極大增加后續(xù)數(shù)據(jù)處理工作量[9].因此,需要在調(diào)制器后設計數(shù)字濾波器電路去解決上述兩個問題.數(shù)字濾波器通常分為單級結(jié)構(gòu)和多級結(jié)構(gòu),單級結(jié)構(gòu)容易設計,原理簡單,但實現(xiàn)較好性能往往需要較大開銷[10].為降低電路開銷,本設計選取“CIC+ FIR”這種多級結(jié)構(gòu).
為了降低由溫度漂移和自熱效應所引入的測溫誤差,在數(shù)字濾波器后設計了溫度校正電路,該電路可以根據(jù)不同溫度區(qū)間內(nèi)測溫誤差的不同進行分段溫度校正,從而提升測溫精度.數(shù)字接口電路通常由通信模塊和功能邏輯模塊組成,通信模塊用于溫度信息讀取和功能邏輯電路的配置,功能邏輯電路則為用戶提供了多種功能選擇,實現(xiàn)了CMOS溫度傳感器的智能化.
CIC濾波器是一種特殊的FIR濾波器,其特點是所有濾波器系數(shù)均為1,因此,在硬件實現(xiàn)過程中無需進行任何乘法運算,相比于需要大量運算才能完成濾波的FIR濾波器來說很大程度上降低了硬件開銷,故常作為多級數(shù)字濾波器的第1級[11].CIC濾波器的傳輸函數(shù)為
式中:M為差分延遲因子,一般設置為1;D為CIC濾波器階數(shù),通常由Sigma-Delta調(diào)制器的過采樣率決定;Nc為CIC濾波器級數(shù),通常由Sigma-Delta調(diào)制器的階數(shù)決定,當前級調(diào)制器階數(shù)為L時,為了保證溫度傳感器的測溫精度,CIC濾波器級數(shù)一般需要L+1級[12].
假設L+1為3,3級D階CIC濾波器的一般實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖2(a)所示,可以看出信號先經(jīng)過3級積分器,再經(jīng)過3級差分器,最后完成D倍抽?。@種結(jié)構(gòu)往往功耗較高,一是該結(jié)構(gòu)中各部分電路一直工作在一個較高頻率下,二是在每一級差分器實現(xiàn)過 程中都需要D個延遲單元.因此,為降低傳感器功耗,本設計采用一種遞歸型CIC濾波器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu),如圖2(b)所示,該結(jié)構(gòu)由CIC濾波器一般實現(xiàn)結(jié)構(gòu)經(jīng)Nobel恒等變換而來,通過將差分器和抽取器位置對調(diào),使信號在經(jīng)過積分器后先經(jīng)過抽取器再經(jīng)過差分器,不僅使差分器工作在較低工作頻率下,也減少了冗余運算和延遲單元的使用.
圖2 CIC濾波器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of CIC filter
FIR濾波器是數(shù)字濾波器的重要組成部分,通常級聯(lián)在CIC濾波器后來進一步濾除信號的高頻噪聲,具有系數(shù)對稱、通阻帶邊界易于控制等優(yōu)點[13-14]. 對于Nf階FIR濾波器,其傳輸函數(shù)為
式中h(n)為FIR濾波器系數(shù).
FIR濾波器在硬件實現(xiàn)過程中應盡可能減少運算單元數(shù)量,以此來限制濾波運算過程中由邏輯翻轉(zhuǎn)所引入的大量功耗.本設計根據(jù)FIR濾波器系數(shù)對稱的特點,通過系數(shù)復用方式將運算單元數(shù)量減少一半.此外,將該結(jié)構(gòu)中乘法器替換為移位加法器,使乘法運算轉(zhuǎn)化為多個加法運算,從而實現(xiàn)進一步節(jié)省運算單元的目的.當Nf為奇數(shù)時,基于移位加法器(shift adder,SA)的Nf階FIR濾波器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖3所示,其中,n=(Nf-1)/2.
圖3 基于SA的FIR濾波器的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.3 SA based structure of FIR filter
圖3 中SA(n)單元復雜度直接取決于濾波器系數(shù)h(n),該系數(shù)量化后的二進制碼中每多有一位是1,則需要額外設計一個移位寄存器和一個加法器. 為了簡化量化后的系數(shù),使用正則有符號數(shù)(canonic signed digit,CSD)碼來代替普通二進制碼對系數(shù)進行編碼.CSD編碼是一種基于權(quán)值{-10 1}的表示法,在該表示法中,不能有兩個連續(xù)的非零位[15],如二進制碼01101111,采用CSD碼表示為10010001,可以看出,利用CSD編碼比利用普通二進制編碼具備更少的非零位,特別是系數(shù)中出現(xiàn)連續(xù)1的情況下效果更為突出,將有效地降低硬件資源.
為了驗證所使用數(shù)字濾波器結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)數(shù)字濾波器結(jié)構(gòu)的功耗優(yōu)勢,本節(jié)利用PTPX工具對兩種濾波器結(jié)構(gòu)進行了功耗仿真實驗,實驗相關配置如下:濾波器工作電壓為1.62 V,濾波器工作頻率為1 MHz,仿真時間為1 ms.根據(jù)仿真結(jié)果可知,相比于傳統(tǒng)數(shù)字濾波器,本設計所使用的數(shù)字濾波器功耗降低了60.1%,其中,CIC濾波器部分功耗降低了82.5%,F(xiàn)IR濾波器部分功耗降低了10.9%.
在數(shù)字集成電路硬件實現(xiàn)過程中,精度和功耗通常是一對不可兼得的指標,精度的提升往往意味著需要更多的功耗開銷.對于數(shù)字濾波器電路來說,要想實現(xiàn)更好的濾波效果,必將需要更多的運算單元.
通過分析不同數(shù)字濾波器的幅頻響應,可以得到影響數(shù)字濾波器精度的因素.多級CIC濾波器的幅頻響應為
由式(3)可知,CIC濾波器的幅頻響應主要由M、D和Nc3個參數(shù)決定,在本設計中M和D是固定參數(shù),Nc為可變參數(shù).通過控制每級CIC濾波器對應的運算單元,可以得到具備不同幅頻響應的CIC濾波器.圖4展示了不同級數(shù)CIC濾波器的幅頻響應.
圖4 不同級數(shù)CIC濾波器的幅頻響應Fig.4 Amplitude-frequency responses of CIC filters with different levels
本設計使用的FIR濾波器系數(shù)是偶對稱的,其幅頻響應為
由式(4)可知,F(xiàn)IR濾波器的幅頻響應主要由h(n)和Nf決定.在已設計的FIR濾波器基礎上,通過對不同h(n)對應的運算單元進行關斷,可以使FIR濾波器具備不同的幅頻響應.圖5展示了利用上述方法設計的不同階數(shù)FIR濾波器的幅頻響應.
由圖4可以看出,CIC濾波器幅頻響應隨Nc改變而改變,由圖5可以看出,F(xiàn)IR濾波器幅頻響應隨Nf改變而改變,基于此,可以通過調(diào)整CIC濾波器級數(shù)和FIR濾波器階數(shù)來獲得不同精度的數(shù)字濾波器.
圖5 不同階數(shù)FIR濾波器的幅頻響應Fig.5 Amplitude-frequency responses of FIR filters with different orders
溫度報警是數(shù)字溫度傳感器中一個常見功能,當實測溫度在用戶設定閾值溫度區(qū)間內(nèi)時,傳感器會給用戶一個警示,以便用戶根據(jù)當前溫度做出相應調(diào)整.一般情況下,用戶會更在意實測溫度是否在閾值溫度區(qū)間內(nèi),因此,當實測溫度在閾值溫度區(qū)間內(nèi)時,用戶對傳感器精度要求較高,當實測溫度在閾值溫度區(qū)間外時,用戶對傳感器的精度要求就沒有那么嚴格了,若依舊進行高精度溫度監(jiān)測,將引入許多不必要的功耗開銷.針對這一問題,提出一種精度自適應的數(shù)字濾波器,其架構(gòu)如圖6所示,該濾波器可以根據(jù)實測溫度與閾值溫度區(qū)間差值自行調(diào)節(jié)濾波器精度,當濾波器精度要求不高時,精度自適應的數(shù)字濾波器會降低CIC濾波器級數(shù)和FIR濾波器階數(shù),從而降低濾波所需的運算單元數(shù)量,需要注意的是,該過程只對已有運算單元進行操作,并沒有引入新的運算單元.基于上述原則,完成了精度自適應數(shù)字濾波器的硬件設計,該濾波器可具備4種精度模式,當實測溫度處于閾值溫度區(qū)間內(nèi)時,濾波器具備最高精度,此時稱濾波器處于狀態(tài)A;當實測溫度與閾值溫度區(qū)間的差值小于X1時,濾波器具備次高精度,此時稱濾波器處于狀態(tài)B;當實測溫度與閾值溫度區(qū)間的差值大于X1小于X2時,濾波器具備次低精度,此時稱濾波器處于狀態(tài)C;當實測溫度與閾值溫度區(qū)間的差值大于X2時,濾波器具備最低精度,此時稱濾波器處于狀態(tài)D.其中,X1、X2和閾值溫度區(qū)間均可利用數(shù)字接口進行配置,在默認配置下,X1為5℃,X2為10℃,閾值溫度區(qū)間為0~25℃.
圖6 精度自適應的數(shù)字濾波器架構(gòu)Fig.6 Structure of a precision adaptive digital filter
在自然界中,溫度通常是變化緩慢的,若溫度傳感器對其進行頻繁監(jiān)測,實際上許多工作是不必要的.針對這一情況,使用了一種低功耗工作模式,在這種工作模式下,溫度監(jiān)測被分為單次溫度轉(zhuǎn)換(single temperature conversion,STC)階段和閑時關斷(idle shutdown,IS)階段,這種低功耗工作模式的工作時序如圖7所示.
圖7中SD信號是優(yōu)先級最高的信號,當SD信號為1時濾波器開始工作,當該信號被拉低為0時,濾波器立即停止工作,所有信號恢復到初始狀態(tài). CR_ctrl信號控制濾波器的工作模式Mode,當CR_ctrl信號為1時,Mode處于STC階段,濾波器完成一次溫度轉(zhuǎn)換;反之,當CR_ctrl信號為0時,Mode處于IS階段,濾波器停止溫度轉(zhuǎn)換.其中,STC階段工作時長取決于數(shù)字濾波器級數(shù)和階數(shù),為固定參數(shù);IS階段時長則受數(shù)字接口電路控制,為可配置參數(shù),該階段時長越長,濾波器平均功耗將 越低.
圖7下半部分為STC階段的FIR濾波器工作時序,在該階段,F(xiàn)IR濾波器需要CIC濾波器提供n個數(shù)據(jù)才能完成的濾波運算,本設計中n等于Nf.在FIR濾波器濾波運算過程中,每有一個輸入數(shù)據(jù)Data_in進入,F(xiàn)IR濾波器就會輸出一個累計和Add_sum,但是,只有n+1個數(shù)據(jù)均輸入后所得到的Add_sum才是有效輸出,其余的n次運算均為冗余操作.對于這些額外的運算,本設計使用En信號作為數(shù)據(jù)門控信號,關斷A(0)~A(n-1)的運算,只開展A(n)的運算,并將其運算結(jié)果作為最終的數(shù)據(jù)輸出.經(jīng)功耗分析,提出的FIR濾波器優(yōu)化方法使FIR濾波器工作在STC階段時的功耗降低了5.5%.圖8展示了優(yōu)化前后FIR濾波器在STC階段的功耗曲線,其中,圖8(a)為整體功耗曲線,圖8(b)為局部放大功耗曲線.為了更突出展示功耗改變,功耗仿真選用25 MHz時鐘作為濾波器的工作頻率,可以看出優(yōu)化后濾波器功耗尖峰有明顯的減少.
圖7 低功耗工作模式的工作時序Fig.7 Work timing of the low-power mode
圖8 FIR濾波器在STC階段功耗Fig.8 Power consumption of the FIR filter at the STC stage
溫度傳感器采用180 nm CMOS工藝完成流片,圖9為溫度的測試過程,其中,圖9(a)為傳感器芯片顯微照片,圖9(b)為芯片測試平臺.
圖9 溫度傳感器的測試過程Fig.9 Test process of the temperature sensor
為了驗證所設計傳感器的實際測溫效果,將帶有待測傳感器和PT1000的測試板置于愛斯派克超低溫試驗箱ESPEC GMC-71中.在每一個溫度值,使用單片機連續(xù)采集40次待測傳感器的實測溫度,利用高精度萬用表讀取每次單片機采集時的PT1000電阻值作為參考溫度,通過分析40個實測溫度與參考溫度的最大差值,可以得到每個溫度點待測傳感器的測溫精度.經(jīng)測試,在-55~115℃溫度區(qū)間內(nèi),傳感器具備0.47℃測溫精度,傳感器優(yōu)良的測溫精度也說明數(shù)字濾波器具備不錯的精度特性,圖10展示了實測溫度與測溫誤差絕對值|E|的關系.
圖10 溫度傳感器的精度Fig.10 Precision of the temperature sensor
利用數(shù)字接口電路寫入不同的X1、X2和閾值溫度區(qū)間,在精度自適應的數(shù)字濾波器作用下,傳感器將具備不同的測溫精度.圖11分析了精度自適應數(shù)字濾波器的引入對傳感器測溫精度的影響,4條曲線分別代表了濾波器處于不同工作狀態(tài)時傳感器的測溫精度.
圖11 不同狀態(tài)下溫度傳感器的精度Fig.11 Precision of temperature sensors in different states
圖12 為傳感器數(shù)字部分在低功耗工作模式下的實測功耗曲線,曲線的高值為STC階段功耗,低值為IS階段功耗.在濾波器工作在狀態(tài)A時,STC階段功耗為71.55 μW,IS階段功耗為20.12 μW,平均功耗為20.15 μW.當IS階段時間要求比較嚴格時,精度自適應濾波器的引入將有效降低傳感器數(shù)字部分的平均功耗,經(jīng)測試,傳感器數(shù)字部分處于狀態(tài)D比處于狀態(tài)A功耗降低11.3%.
圖12 溫度傳感器數(shù)字部分的功耗Fig.12 Power consumption of the digital part of the temperature sensor
本文基于180 nm CMOS工藝開展了面向CMOS溫度傳感器的低功耗數(shù)字濾波器設計,該濾波器采用遞歸型CIC濾波器級聯(lián)基于SA的FIR濾波器的架構(gòu),相比于傳統(tǒng)濾波器,功耗降低了60.1%.在該架構(gòu)基礎上,根據(jù)溫度傳感器的工作特點,進一步優(yōu)化數(shù)字濾波器功耗.首先,提出一種精度自適應的數(shù)字濾波器,根據(jù)實測溫度與設定閾值溫度區(qū)間差值,調(diào)節(jié)濾波器運算單元數(shù)量,從而控制濾波器的功耗.其次,采用一種低功耗工作模式,將溫度監(jiān)測分為STC階段和IS階段.針對STC階段只完成一次溫度轉(zhuǎn)換的情況,對FIR濾波器冗余運算進行關斷,使FIR濾波器功耗降低5.5%.測試結(jié)果表明,當實測溫度在閾值溫度區(qū)間內(nèi)時,傳感器數(shù)字部分功耗為20.15 μW,在-55~115℃溫 度 區(qū) 間 內(nèi),精 度 為0.47℃;當實測溫度在閾值溫度區(qū)間外時,傳感器數(shù)字部分功耗最大可下降11.3%.