3G-ALE 短波信號(hào)信道化接收機(jī)高效設(shè)計(jì)*

周群群姚亞峰許思耀何坐偉

(中國地質(zhì)大學(xué)機(jī)械與電子信息學(xué)院，湖北 武漢 430074)

短波通信主要通過電離層反射進(jìn)行遠(yuǎn)距離傳輸或通過地波進(jìn)行近距離傳輸，具有投資小、建臺(tái)快、易維護(hù)、無中繼和抗毀性強(qiáng)等特點(diǎn)，成為軍事通信和應(yīng)急通信等領(lǐng)域一種不可替代的重要通信方式[1]。電離層的反射傳播存在多徑效應(yīng)和多普勒效應(yīng)，嚴(yán)重影響短波鏈路的質(zhì)量，而且傳播的環(huán)境復(fù)雜多變，短波鏈路的時(shí)效性差，因此提高接通率、改善通信質(zhì)量最為有效的一種途徑是實(shí)時(shí)地選出質(zhì)量較好的信道并快速建立鏈路[2]。早期短波通信系統(tǒng)依靠人工選頻、切換信道等操作來建立鏈路，建鏈耗時(shí)較長，而且對(duì)操作人員的專業(yè)能力要求很高，因此，從上個(gè)世紀(jì)八十年代開始自動(dòng)鏈路建立技術(shù)便得到快速發(fā)展[3]。

第三代自動(dòng)鏈路建立(The Third Generation of Automatic Link Establishment，3G-ALE)技術(shù)[4]在建鏈握手過程和鏈路質(zhì)量分析等方面提出了明確的規(guī)定，因此可以有效縮短建鏈時(shí)間。美國軍方于1999年頒布軍用短波通信標(biāo)準(zhǔn)MIL-STD-188-141B[5]，并于2011 年修訂為MIL-STD-188-141C[6]，我國于2007 年頒布的軍用短波通信標(biāo)準(zhǔn)GJB 2077A-2007[7]，均采用了3G-ALE 技術(shù)。但是3G-ALE 短波電臺(tái)通過依次掃描存放于掃描列表中的呼叫信道來檢測呼叫或進(jìn)行鏈路質(zhì)量分析，并不利于快速有效地選頻建鏈，尤其在異步模式下主叫電臺(tái)一般需要花費(fèi)很長時(shí)間在多個(gè)信道上進(jìn)行呼叫才可能到達(dá)被叫電臺(tái)當(dāng)前的監(jiān)聽信道。

基于多相DFT 濾波器組的信道化接收機(jī)[8-9]通過多路信號(hào)的寬帶并行接收，能夠直接加快全頻段上的信道掃描速度，其在FPGA 等高速處理芯片中的實(shí)現(xiàn)達(dá)到了實(shí)用化水平[10]，在電子偵察和聯(lián)合作戰(zhàn)[11]等領(lǐng)域均有廣泛應(yīng)用。在短波通信領(lǐng)域，由于這種并行接收的信道化技術(shù)能夠極大地縮短建鏈的時(shí)間，近年來成為了研究熱點(diǎn)，文獻(xiàn)[12]采用了基于加權(quán)疊接相加(WOLA)濾波器組的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，然而只對(duì)理想單頻信號(hào)進(jìn)行了測試，文獻(xiàn)[13]采用了基于多相DFT濾波器組的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，然而只對(duì)3G-ALE 的同步前導(dǎo)序列進(jìn)行了單路測試，均沒有搭建多路3G-ALE 短波信號(hào)的測試環(huán)境，不利于實(shí)際性能分析，而且信道組及其組內(nèi)信道的劃分均存在較多的無效信道。論文將結(jié)合3G-ALE 短波信號(hào)頻率較低、信道帶寬窄、信道個(gè)數(shù)多的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)一種基于WOLA 濾波器組的射頻直采信道化接收機(jī)，將信道化的輸出采樣頻率直接匹配為后續(xù)處理模塊需要的采樣頻率，同時(shí)在信道劃分時(shí)使組內(nèi)有效信道全覆蓋，最后進(jìn)行3G-ALE 短波信號(hào)的完整性能測試，對(duì)縮短軍用短波電臺(tái)的建鏈時(shí)間具有重要意義。

1 3G-ALE 短波信號(hào)突發(fā)波形的特點(diǎn)

軍用短波通信標(biāo)準(zhǔn)指出不同類型的信息在載荷、時(shí)長、同步和解調(diào)性能等方面有特定的要求，MIL-STD-188-141B 標(biāo)準(zhǔn)針對(duì)性地定義了5 種不同類型的突發(fā)波形，簡稱為BW0～BW4[5]，其中BW0負(fù)責(zé)通信鏈路自動(dòng)建立，BW1 負(fù)責(zé)業(yè)務(wù)管理以及高速數(shù)據(jù)鏈路應(yīng)答消息傳輸，BW2 負(fù)責(zé)高速業(yè)務(wù)傳輸，BW3 負(fù)責(zé)低速業(yè)務(wù)傳輸，BW4 負(fù)責(zé)低速數(shù)據(jù)鏈路應(yīng)答消息傳輸。下面以MIL-STD-188-141B 標(biāo)準(zhǔn)定義的BW0 為例來說明3G-ALE 短波信號(hào)突發(fā)波形的特點(diǎn)。

BW0 的有效載荷為一個(gè)26 bits 的協(xié)議數(shù)據(jù)單元，首先經(jīng)過碼率為1/2、約束度為7 的卷積碼編碼器輸出52 bits 的編碼數(shù)據(jù)。接著采用一個(gè)4 行13 列的交織矩陣以按行寫入、按列讀出的方式進(jìn)行交織。然后將每4 bits 映射為長度為64 的八進(jìn)制的正交擴(kuò)頻碼，52 bits 的編碼數(shù)據(jù)被映射為832 個(gè)擴(kuò)頻符號(hào)。接著將長度為832 的八進(jìn)制的固定PN 序列與擴(kuò)頻符號(hào)序列進(jìn)行模八相加，得到信道符號(hào)序列。最后將長度為256 的八進(jìn)制的固定保護(hù)序列、長度為384 的八進(jìn)制的固定前導(dǎo)序列與上述長度為832 的信道符號(hào)序列拼接，得到一個(gè)由1472 個(gè)八進(jìn)制符號(hào)組成的BW0波形幀。BW0 波形幀屬于基帶信號(hào)，需要經(jīng)過8PSK符號(hào)映射和數(shù)字上變頻將頻譜從基帶搬移到射頻，然后經(jīng)過DAC 轉(zhuǎn)換為模擬射頻信號(hào)。

BW0～BW4 只是產(chǎn)生相應(yīng)波形幀的方式不同，但是基帶信號(hào)的符號(hào)速率均為2 400 symbol/s，調(diào)制方式均采用8PSK 調(diào)制，因此，3G-ALE 短波信號(hào)的信道化接收機(jī)能夠適用于所有類型的突發(fā)波形，在進(jìn)行信道化接收機(jī)設(shè)計(jì)時(shí)不需要考慮BW0～BW4 之間的差異，不同類型突發(fā)波形的同步檢測、解調(diào)和解碼等基帶處理則由信道化之后的模塊來完成。顯然，在發(fā)射端，8PSK 映射之后的符號(hào)速率仍然為2 400 symbol/s，可以采用滾降系數(shù)為0.25 的平方根升余弦濾波器進(jìn)行4 倍插值濾波，此時(shí)信號(hào)的頻率范圍被限制在-1.5 kHz～1.5 kHz 之間，采樣頻率為9.6 kHz，需要通過級(jí)聯(lián)插值濾波將采樣頻率轉(zhuǎn)換為至少是短波信號(hào)最高頻率的兩倍即60 MHz，可以設(shè)計(jì)為73.728 MHz，混頻之后的射頻信道帶寬為3 kHz。在第i個(gè)信道上發(fā)射的數(shù)字射頻信號(hào)可表示為:

式中:fi為第i個(gè)信道的載波頻率，ft為射頻采樣頻率，Ii(n)和Qi(n)分別是經(jīng)過成形濾波和級(jí)聯(lián)插值濾波之后的同相和正交基帶脈沖序列。由于射頻的頻率范圍為1.5 MHz～30 MHz，可以進(jìn)行均勻的信道劃分，因此fi=1.5×106+1.5×103×i，單位為Hz。由于單個(gè)信道帶寬為3 kHz，總的信道個(gè)數(shù)將多達(dá)9 500 個(gè)?？梢姡?G-ALE 短波信號(hào)具有頻率較低、信道帶寬窄、信道個(gè)數(shù)多的特點(diǎn)，在進(jìn)行信道化接收機(jī)設(shè)計(jì)時(shí)需要予以考慮。

2 WOLA 濾波器組信道化接收機(jī)的設(shè)計(jì)

2.1 總體方案設(shè)計(jì)

由于短波射頻信號(hào)的頻率較低，采用射頻數(shù)字化方案[13]可以進(jìn)行射頻直采的正交下變頻處理，將掃描頻段的射頻信號(hào)直接搬移到基帶，得到接收實(shí)信號(hào)的基帶復(fù)信號(hào)表示，然后進(jìn)行信道化的處理得到多路信號(hào)的并行輸出，這種射頻直采的信道化方案不但可以減少硬件實(shí)現(xiàn)的體積、重量和成本，而且可以有效加快信道掃描速度，從而極大縮短建鏈時(shí)間。3G-ALE 短波信號(hào)的射頻數(shù)字化方案的總體結(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 射頻數(shù)字化方案的總體結(jié)構(gòu)

射頻前端只對(duì)接收的模擬信號(hào)進(jìn)行濾波和低噪聲放大，對(duì)于1.5 MHz～30 MHz 的短波信號(hào)，ADC 的采樣頻率設(shè)計(jì)為73.728 MHz，滿足奈奎斯特采樣定理。正交下變頻中的fs為采樣頻率即73.728 MHz，fc為混頻頻率，等于掃描信道組的中心頻率，為了提高掃描效率，使運(yùn)算量被有效利用，首先給出信道組的劃分如表1 所示。

表1 信道組的劃分

由于信道個(gè)數(shù)有9 500 個(gè)，直接進(jìn)行9 500 路信道化的并行接收對(duì)高速處理芯片的要求極高，現(xiàn)有的方案通常將全頻段劃分為多個(gè)信道組，然后在信道組上進(jìn)行信道化的并行接收，這樣可以有效降低系統(tǒng)的運(yùn)算復(fù)雜度，有利于硬件實(shí)現(xiàn)。如表1 所示，設(shè)計(jì)每個(gè)信道組包含511 個(gè)信道，帶寬為1.533 MHz，9 500 個(gè)信道被劃分為19 個(gè)信道組，當(dāng)然，最后一個(gè)信道組的有效信道只有302 個(gè)。正交下變頻之后，掃描信道組的基帶復(fù)信號(hào)的頻率范圍為-0.766 5 MHz～0.766 5 MHz，此時(shí)設(shè)計(jì)采樣頻率為1.536 MHz，滿足奈奎斯特采樣定理。可見，級(jí)聯(lián)濾波抽取的倍數(shù)一共為73.728 MHz/1.536 MHz=48 倍，在進(jìn)行各級(jí)濾波器的設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮通帶截止頻率、阻帶截止頻率和阻帶衰減等指標(biāo)，保證通帶的帶外衰減至少達(dá)到80 dB。顯然，經(jīng)過正交下變頻的頻譜搬移，給出掃描信道組的組內(nèi)信道排列如圖2 所示。

圖2 信道組的組內(nèi)信道排列

如圖2 所示，理論上，1.536 MHz 的帶寬范圍內(nèi)可以容納的信道個(gè)數(shù)為1.536 MHz/3 kHz=512 個(gè)，可以作為信道化模型的信道個(gè)數(shù)，這樣就可以進(jìn)行FFT 快速運(yùn)算。實(shí)際上，考慮到奇型排列下的信道化實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)在硬件實(shí)現(xiàn)時(shí)的運(yùn)算量較小[14]以及實(shí)際過渡帶的影響，因此設(shè)計(jì)有效信道個(gè)數(shù)為511 個(gè)是合理的，此時(shí)有效信道率為511/512，運(yùn)算量被有效利用，建鏈時(shí)間可縮短為單路接收時(shí)的1/511。當(dāng)然，對(duì)于最后一個(gè)信道組，只有第1～302 個(gè)信道是有效的。

如圖1 所示，正交下變頻的輸出采樣頻率為1.536 MHz，信道化的輸出包含512 個(gè)支路，如果采用常用的基于多相DFT 濾波器組的信道化接收機(jī)[13]，那么信道化的輸出采樣頻率將固定為信道帶寬即3 kHz，然而，后續(xù)匹配濾波器要求輸入采樣頻率為9.6 kHz，這樣就要求進(jìn)行額外的頻率轉(zhuǎn)換，即完成采樣頻率由3 kHz 到9.6 kHz 的轉(zhuǎn)換，對(duì)于511個(gè)有效支路來說，其運(yùn)算量是很大的。因此，將采用一種基于WOLA 濾波器組的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)[12]，其信道化的輸出采樣頻率可變，能夠避免額外的頻率轉(zhuǎn)換，有利于硬件實(shí)現(xiàn)。

2.2 WOLA 濾波器組結(jié)構(gòu)

WOLA 濾波器組結(jié)構(gòu)可以將信道化的輸出采樣頻率直接匹配為后續(xù)處理模塊需要的采樣頻率[15]。假設(shè)信道化的輸入為x(n)；原型低通濾波器的時(shí)域沖擊響應(yīng)為h(n)，理想截止頻率為K為支路個(gè)數(shù)，設(shè)計(jì)K=512，則第k個(gè)支路的輸出可表示為:

令r=n-mD，式(2)可進(jìn)一步表示為:

式中:令xm(r)=h(-r)x(r+mD)，則為xm(r)的K點(diǎn)頻率取樣DFT，但是當(dāng)K取值較大時(shí)，為了達(dá)到較好的低通濾波性能，h(n)的長度通常很長，xm(r)的長度等于h(n)的長度，因此的運(yùn)算量會(huì)非常大。為了降低DFT 的離散時(shí)間序列長度并采用FFT 快速運(yùn)算，將長的序列xm(r)折疊為K點(diǎn)序列，即分組之后疊加，有:

根據(jù)式(3)和式(4)，得到WOLA 濾波器組的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖3 所示。

圖3 中，L表示h(n)的長度，由于h(n)的理想截止頻率為需要設(shè)計(jì)一個(gè)高階的原型低通濾波器才能較好地分離出各個(gè)信道上的信號(hào)，因此，設(shè)計(jì)L=5 120。WOLA 濾波器組的實(shí)現(xiàn)步驟為:

圖3 WOLA 濾波器組的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)

(1)輸入，每次輸入D個(gè)樣本點(diǎn)；

(2)加權(quán)，將h(L)、h(L-1)、…、h(1)與長度為L的移位寄存器中序列的對(duì)應(yīng)位置元素相乘；

(3)疊接相加，首先將加權(quán)之后的序列分為若干段，每段長度為K，由于設(shè)計(jì)中的L能夠被K整除，因此一共有L/K=5 120/512=10 段，然后將各段相加；

3 仿真及其結(jié)果分析

為了準(zhǔn)確分析由信道化的多路并行接收導(dǎo)致的接收信號(hào)質(zhì)量變化，引入同步捕獲概率和誤碼率作為性能指標(biāo)，并在MIL-STD-188-141B 標(biāo)準(zhǔn)定義的BW0 上進(jìn)行測試。在發(fā)射端，分別在第1 個(gè)信道組的511 個(gè)信道上隨機(jī)產(chǎn)生1 個(gè)26 bits 的協(xié)議數(shù)據(jù)單元，上變頻過程中從9.6 kHz 到73.728 MHz 的頻率轉(zhuǎn)換需要進(jìn)行7 680 倍插值濾波，通過9 級(jí)半帶插值濾波、1 級(jí)3 倍插值濾波、1 級(jí)5 倍插值濾波來完成。采用AWGN 信道來模擬短波通信環(huán)境，設(shè)置3 kHz 帶內(nèi)SNR 以3dB 為間隔從-9 dB 到30 dB 變化。在接收端，從73.728 MHz 到1.536 MHz 的頻率轉(zhuǎn)換需要進(jìn)行48 倍濾波抽取，通過2 級(jí)4 倍濾波抽取、1 級(jí)3 倍濾波抽取來完成。使用MATLAB 中的fir1 函數(shù)得到各級(jí)濾波器的系數(shù)。用于同步捕獲的門限值設(shè)置為200，只在同步捕獲成功的信道上統(tǒng)計(jì)誤碼率，因此需要對(duì)信道化的各路輸出分別進(jìn)行匹配濾波、前導(dǎo)序列同步檢測、8PSK 反映射、解擾、解擴(kuò)、解交織和維特比譯碼。

為了直觀分析該信道化接收機(jī)的并行接收效果，在無噪聲的環(huán)境下，在第1 個(gè)信道組的第1 個(gè)信道上發(fā)射一個(gè)隨機(jī)產(chǎn)生的協(xié)議數(shù)據(jù)單元，給出在第1 個(gè)信道組第1、2、3、4 個(gè)信道上WOLA 信道化輸出的頻譜，如圖4 所示。

圖4 WOLA 信道化輸出的頻譜

圖4 中，并行輸出的采樣頻率為9.6 kHz，第1個(gè)信道上信號(hào)帶寬為3 kHz，為有用信號(hào)，第2、3、4個(gè)信道上均為無用信號(hào)，主要由各級(jí)濾波過程中產(chǎn)生的鏡像信號(hào)混疊而成?？梢姡撔诺阑邮諜C(jī)可以分離掃描頻段上的接收信號(hào)，得到并行輸出的多路信號(hào)。

下面給出同步捕獲概率和誤碼率的測試結(jié)果，如圖5 所示，同時(shí)給出單路接收時(shí)的測試結(jié)果，對(duì)于信道化的多路并行接收，進(jìn)行了10 次511 個(gè)并行支路上的測試，對(duì)于單路接收，進(jìn)行了100 次單個(gè)信道上的測試，結(jié)果均取平均值。

圖5 性能測試結(jié)果

如圖5 所示，當(dāng)SNR 低至-9 dB 時(shí)，同步捕獲概率甚至可以達(dá)到100%。隨著SNR 增加，誤碼率逐漸降低，對(duì)于單路接收，當(dāng)SNR 高于18 dB 時(shí)，誤碼率降低為0，對(duì)于多路并行接收，當(dāng)SNR 高于18 dB時(shí)，誤碼率達(dá)到10-4量級(jí)，當(dāng)SNR 高于24 dB 時(shí)，誤碼率降低為0。整體上，與單路接收相比，多路并行接收時(shí)的誤碼率變化很微小，表明該信道化接收機(jī)不會(huì)因?yàn)椴⑿薪邮斩档托盘?hào)接收質(zhì)量。

5 結(jié)論

結(jié)合3G-ALE 短波信號(hào)頻率較低、信道帶寬窄、信道個(gè)數(shù)多的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種基于WOLA 濾波器組的射頻直采信道化接收機(jī)，同時(shí)提出了信道組內(nèi)有效信道全覆蓋的方式，使建鏈時(shí)間縮短為單路接收時(shí)的1/511。比較分析了WOLA 濾波器組的運(yùn)算復(fù)雜度，表明該信道化接收機(jī)的運(yùn)算效率較高，有利于硬件實(shí)現(xiàn)。進(jìn)行了3G-ALE 短波信號(hào)的完整性能測試，當(dāng)SNR 低至-9 dB 時(shí)同步捕獲概率甚至可以達(dá)到100%，當(dāng)SNR 高于24 dB 時(shí)誤碼率為0，與單路接收相比，該信道化接收機(jī)不會(huì)因?yàn)椴⑿薪邮斩档托盘?hào)接收質(zhì)量。