有源中點(diǎn)鉗位逆變器的損耗均衡和效率優(yōu)化策略

萬文超 段善旭 余天寶 米慧瑤

有源中點(diǎn)鉗位逆變器的損耗均衡和效率優(yōu)化策略

萬文超 段善旭 余天寶 米慧瑤

（強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院） 武漢 430074）

針對(duì)有源中點(diǎn)鉗位（ANPC）逆變器，基于開關(guān)損耗分配的基本原理，建立開關(guān)器件的損耗估計(jì)模型，提出一種主動(dòng)調(diào)節(jié)損耗分布的方法，通過合理分配不同開關(guān)器件來承受開關(guān)損耗，調(diào)節(jié)各模態(tài)的起始時(shí)間和持續(xù)時(shí)間，盡可能地減小各開關(guān)器件之間的損耗差異，并擴(kuò)展到變功率因數(shù)角的場合，該方法實(shí)施簡單且有效。此外，當(dāng)橋臂輸出電壓被鉗位到直流中點(diǎn)時(shí)，通過對(duì)驅(qū)動(dòng)時(shí)序的調(diào)整和重新構(gòu)造，使兩條零電平回路同時(shí)導(dǎo)通（TZCC）進(jìn)行續(xù)流，有效地減小了導(dǎo)通損耗，進(jìn)一步提升變換器效率。較傳統(tǒng)的損耗均衡或效率優(yōu)化單一目標(biāo)上，所提方法在損耗均衡的同時(shí)又能兼顧其運(yùn)行效率，充分地發(fā)揮出ANPC逆變器的優(yōu)勢。最后，通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提策略的有效性。

有源中點(diǎn)鉗位（ANPC）逆變器 損耗均衡 驅(qū)動(dòng)重構(gòu) 效率提升

0 引言

中點(diǎn)鉗位（Neutral Point Clamped, NPC）型三電平變換器具有器件應(yīng)力低、功率密度高、電流諧波含量小等優(yōu)勢，被廣泛應(yīng)用于并網(wǎng)光伏、軌道交通牽引變流和數(shù)據(jù)中心電源等工業(yè)應(yīng)用場合[1-2]。隨著輸出功率需求的增加，NPC變換器將面臨器件損耗分布不均[3]這一主要缺點(diǎn)，導(dǎo)致各功率器件工作結(jié)溫不一致，降低了系統(tǒng)的可靠性，同時(shí)變換器的容量將受到最高結(jié)溫器件的限制，因此引入有源器件替代鉗位二極管[4]，而在有源中點(diǎn)鉗位（Active NPC, ANPC）條件下，其具有冗余的驅(qū)動(dòng)分配方式，可用于損耗重新分配和提高系統(tǒng)效率，有利于變換器的大容量高效運(yùn)行[5-9]。

ANPC逆變單相電路中有6個(gè)開關(guān)器件，其驅(qū)動(dòng)可分配方式眾多，主要分為ANPC-1方法、ANPC-2方法以及兩者的組合或變形。ANPC-1采用外管和鉗位管高頻動(dòng)作，而內(nèi)管為工頻開關(guān)；ANPC-2選擇內(nèi)管高頻動(dòng)作而其他為工頻開關(guān)。不同的驅(qū)動(dòng)方式造成承擔(dān)開關(guān)損耗的器件不同，因此目前的損耗均衡策略大都基于此[10-15]。

文獻(xiàn)[11]引入額外的移相180°載波，將調(diào)制波分別與兩載波比較得到內(nèi)外管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，此時(shí)兩管交替開通和關(guān)斷，使得內(nèi)外管各承受一次開關(guān)損耗。文獻(xiàn)[12]通過引入雙調(diào)制信號(hào)，基于硬件PWM配置輸出不對(duì)稱驅(qū)動(dòng)波形，使得開通和關(guān)斷損耗分離。文獻(xiàn)[13-14]通過ANPC-1和ANPC-2交替使用，在它們之間引入過渡模態(tài)，在過渡模態(tài)下額外的開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷并不影響橋臂電壓輸出狀態(tài)，因此可具有更多的開關(guān)組合，從而實(shí)現(xiàn)兩種驅(qū)動(dòng)方式的平滑切換。在以上損耗均衡方法中，內(nèi)外管開關(guān)損耗分配固定，無法進(jìn)行實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)。針對(duì)該問題，文獻(xiàn)[15]在單位功率因數(shù)下，提出一種基于工頻周期調(diào)控的變開關(guān)損耗分配比例方法，通過在每工頻周期內(nèi)改變ANPC-1與ANPC-2的持續(xù)模態(tài)時(shí)間比，實(shí)現(xiàn)對(duì)內(nèi)外管開關(guān)損耗的在線調(diào)整，但該比例大小如何選取并未給出理論依據(jù)。

驅(qū)動(dòng)分配策略除了影響開關(guān)損耗分布外，同時(shí)也會(huì)影響系統(tǒng)效率[16-19]。文獻(xiàn)[16]在ANPC-1和ANPC-2兩種方法下對(duì)變換器效率和器件應(yīng)力進(jìn)行了深入研究，結(jié)果發(fā)現(xiàn)，受寄生電感參數(shù)的影響，擁有長換流回路的ANPC-2方法，其器件應(yīng)力較高且變換器效率略低。文獻(xiàn)[17]提出一種改進(jìn)的驅(qū)動(dòng)策略，所有開關(guān)管均為高頻動(dòng)作，等效為ANPC-1與ANPC-2的并聯(lián)組合，器件電壓應(yīng)力介于兩者之間，該方式下將單條零電平鉗位回路變成兩條鉗位回路同時(shí)導(dǎo)通（Two Zero-level Clamped loop Conducting, TZCC），因此可進(jìn)一步降低導(dǎo)通損耗，增加效率。

硬件方法同樣被考慮用來提升變換器效率，可在ANPC變換器中引入部分SiC器件[20-23]。按ANPC-1和ANPC-2兩種驅(qū)動(dòng)方式分別組成鉗位管和外管為SiC（4-SiC HANPC）以及內(nèi)管為SiC（2-SiC HANPC）的混合ANPC（Hybrid ANPC, HANPC）模塊。文獻(xiàn)[20]中首次提出2-SiC HANPC混合模塊，結(jié)合ANPC-2驅(qū)動(dòng)方式，可最大程度地發(fā)揮SiC器件的優(yōu)勢，實(shí)驗(yàn)表明，在45kHz下最大效率高達(dá)99%，輸出功率0～4kW，相比于Si器件效率平均高出0.5%～1%。文獻(xiàn)[21]基于2-SiC HANPC拓?fù)?，?yōu)化設(shè)計(jì)SiC與Si IGBT器件的額定電流比，效率甚至可以高出采用全SiC器件。文獻(xiàn)[22]對(duì)2-SiC HANPC和4-SiC HANPC在效率、熱特性和功率密度上進(jìn)行了對(duì)比，發(fā)現(xiàn)2-SiC HANPC效率與4-SiC HANPC基本一致，但4-SiC HANPC熱分布更均勻，因此在采用相同器件等級(jí)下，其容量和功率密度更高。此外，還有很多文獻(xiàn)針對(duì)一些特定應(yīng)用場合[24-25]，如光伏逆變器等，采用外管為SiC的改進(jìn)混合模塊，其承受全部開關(guān)損耗，而內(nèi)管導(dǎo)通電流大，因而采用Si IGBT。

目前關(guān)于ANPC逆變器的熱均衡方法，大都采用平衡開關(guān)損耗次數(shù)，以及針對(duì)特定調(diào)制比和功率因數(shù)角的場合。前者并沒有實(shí)現(xiàn)真正意義上的總損耗平衡，后者無法擴(kuò)展到變調(diào)制比和功率因數(shù)角的情況。在效率優(yōu)化方面，常被視為獨(dú)立的目標(biāo)，同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)熱均衡和效率優(yōu)化的文獻(xiàn)較少。

基于以上問題，本文首先針對(duì)不同驅(qū)動(dòng)分配方式，得到ANPC逆變器的開關(guān)損耗分布規(guī)律。其次在考慮變調(diào)制比和功率因數(shù)角的情況下，對(duì)各開關(guān)器件的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗進(jìn)行了理論評(píng)估，通過主動(dòng)調(diào)節(jié)和分配各模態(tài)的起始時(shí)間和持續(xù)時(shí)間，采用不同開關(guān)器件來承受開關(guān)損耗，使得各開關(guān)器件損耗均衡最大化，結(jié)果表明該方法實(shí)施簡單且有效。另外，結(jié)合TZCC方法，對(duì)驅(qū)動(dòng)時(shí)序進(jìn)行重構(gòu)，從而有效減小導(dǎo)通損耗，提高變換器效率。最后，通過仿真并在一臺(tái)ANPC單相逆變器進(jìn)行系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了理論分析的正確性和所提策略的有效性。

1 三種典型的ANPC底層驅(qū)動(dòng)分配方法

開關(guān)損耗分布之所以能夠被改變是由于各開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)時(shí)序和分配上存在差異，為防止概念上的混淆，在這里略作說明，通常所說的調(diào)制策略如正弦載波調(diào)制、空間矢量調(diào)制等在這里統(tǒng)稱為頂層調(diào)制策略，而本節(jié)接下來的分析均是針對(duì)于正弦載波調(diào)制下，在驅(qū)動(dòng)時(shí)序和分配上進(jìn)行的調(diào)整，在這里被稱為底層驅(qū)動(dòng)分配策略。

將ANPC單相電路分為上橋臂Sa1、Sa2，下橋臂Sa3、Sa4以及鉗位橋臂Sap、San。Sa1和Sa4被統(tǒng)稱為外管，Sa2和Sa3被統(tǒng)稱為內(nèi)管，Sap和San被稱為鉗位管。ANPC-1的底層驅(qū)動(dòng)分配方法如圖1所示，其在四象限運(yùn)行下均采用短換流回路。以調(diào)制波ra＞0為例，當(dāng)橋臂電壓在P和O狀態(tài)之間進(jìn)行切換時(shí)，Sa1與Sap高頻動(dòng)作，若a＞0，由軟開關(guān)條件可知，Sa1承擔(dān)開關(guān)損耗；反之，則由Sap承擔(dān)開關(guān)損耗。ra＜0時(shí)可同理分析。

圖1 ANPC-1底層驅(qū)動(dòng)分配方法

ANPC-2的底層驅(qū)動(dòng)分配方法如圖2所示，其在四象限運(yùn)行下均采用長換流回路。同樣以調(diào)制波ra＞0為例，當(dāng)橋臂電壓在P和O狀態(tài)之間進(jìn)行切換時(shí)，Sa2與Sa3高頻動(dòng)作，若a＞0，則Sa2承擔(dān)開關(guān)損耗；反之，則由Sa3承擔(dān)開關(guān)損耗。ra＜0時(shí)可同理分析。

ANPC-TZCC的底層驅(qū)動(dòng)分配方法如圖3所示，相比于以上兩種驅(qū)動(dòng)策略，采用兩條零電平鉗位回路同時(shí)動(dòng)作。當(dāng)調(diào)制波ra＞0時(shí)，除Sa1與Sap高頻動(dòng)作外，Sa3與Sap同步，若a＞0，則Sa1承擔(dān)開關(guān)損耗；反之，則由Sa3與Sap共同承擔(dān)開關(guān)損耗。ra＜0時(shí)可同理分析。

圖2 ANPC-2底層驅(qū)動(dòng)分配方法

圖3 ANPC-TZCC底層驅(qū)動(dòng)分配方法

可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)逆變器處于單位功率因數(shù)運(yùn)行時(shí)，以上的任意一種驅(qū)動(dòng)策略下，開關(guān)損耗總是全部集中在外管或內(nèi)管上。通過了解以上不同驅(qū)動(dòng)分配方式下的開關(guān)損耗分布規(guī)律，可同時(shí)采用多種驅(qū)動(dòng)策略，調(diào)節(jié)其分配時(shí)間比例，進(jìn)而結(jié)合不同的開關(guān)器件來承擔(dān)開關(guān)損耗，實(shí)現(xiàn)開關(guān)損耗的主動(dòng)分配。

2 開關(guān)器件損耗評(píng)估

開關(guān)器件的損耗評(píng)估是均衡策略的前提，為實(shí)現(xiàn)損耗均衡最大化，以及擴(kuò)展到調(diào)制比和功率因數(shù)角變化下的一般應(yīng)用場合提供了理論依據(jù)。

2.1 導(dǎo)通損耗分析

1）開關(guān)管電流有效值（忽略死區(qū)時(shí)間）

開關(guān)管電流有效值的表達(dá)示為

式中，1為基波頻率；s為開關(guān)周期；為載波比，=s/1()為對(duì)應(yīng)不同開關(guān)管下的導(dǎo)通占空比；I為對(duì)應(yīng)各開關(guān)管電流幅值；為滯后功率因數(shù)角。由式（1）可知，開關(guān)管電流有效值與負(fù)載大小、功率因數(shù)角和底層驅(qū)動(dòng)分配策略有關(guān)，另外不同的頂層調(diào)制策略和調(diào)制比大小，也會(huì)影響()的表達(dá)式。但無論采用何種調(diào)制方法或變換器處于何種工況，其值總是可以通過調(diào)制環(huán)節(jié)計(jì)算得出。

2）導(dǎo)通電阻修正

導(dǎo)通電阻與開關(guān)管結(jié)溫有關(guān)，兩者為二次曲線關(guān)系，其具體表達(dá)式可通過數(shù)據(jù)手冊(cè)擬合得到，則開關(guān)管導(dǎo)通損耗為

2.2 開關(guān)損耗分析

開關(guān)損耗與開關(guān)速度以及開關(guān)時(shí)刻的電壓電流值有關(guān)。開關(guān)速度主要取決于驅(qū)動(dòng)電路參數(shù)和功率回路的寄生參數(shù)，在印制電路板布局時(shí)通常就近放置解耦電容，將其功率回路的寄生參數(shù)影響減小到最低，因此這里主要根據(jù)驅(qū)動(dòng)電阻的變化對(duì)開關(guān)損耗進(jìn)行修正；其次，溫度的變化同樣會(huì)導(dǎo)致開關(guān)損耗發(fā)生改變。則開關(guān)管開通和關(guān)斷一次的能量需要根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)線性修改為

式中，(ds)為在給定開關(guān)電壓base外部驅(qū)動(dòng)電阻g_ext和結(jié)溫25℃測試條件下的開關(guān)總能量，近似為電流的正比例函數(shù)，這種近似在后續(xù)仿真和實(shí)驗(yàn)中證明是成立的；sw為實(shí)際開關(guān)電壓值；2(j)為開關(guān)損耗溫度修正系數(shù)；3(g_ext)為驅(qū)動(dòng)電阻修正系數(shù)。將2和3在測試條件下進(jìn)行標(biāo)幺化，最終可表示為

當(dāng)采用不同開關(guān)管進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作時(shí)，由于換流回路的差別會(huì)導(dǎo)致開關(guān)能量有微小差異[26]，在這里可忽略。開關(guān)損耗等于單次開關(guān)能量在一定時(shí)間內(nèi)的累加，在開關(guān)電壓保持不變的條件下等效于對(duì)開關(guān)電流曲線的積分。各開關(guān)管的開關(guān)損耗積分區(qū)間不同，因此開關(guān)損耗有所差異?？傞_關(guān)損耗可表示為

當(dāng)存在滯后功率因數(shù)角時(shí)，可得到第1、3象限和第2、4象限內(nèi)的總開關(guān)損耗分別為

式（6）存在的必要條件是開關(guān)管的開關(guān)特性基本一致，即相同的(ds)，若是混合模塊則只能分別計(jì)算。

3 損耗均衡最大化策略

3.1 開關(guān)損耗分配原則

1）盡可能采用鉗位管承擔(dān)開關(guān)損耗

將第1～4象限分別定義為Q1～Q4。為了滿足損耗均衡最大化，損耗均衡最大化下的開關(guān)損耗分配原則如圖4所示。在Q2和Q4采用ANPC-1策略，可將開關(guān)損耗集中于鉗位管San與Sap，這樣鉗位管承擔(dān)一部分開關(guān)損耗，因此加在主橋臂開關(guān)管上的總開關(guān)損耗減小，總損耗也隨之減小。需要說明的是，鉗位管能分擔(dān)的開關(guān)損耗隨著功率因數(shù)角的增加而增加，當(dāng)=0°時(shí)，鉗位管無法承擔(dān)開關(guān)損耗。

圖4 損耗均衡最大化下的開關(guān)損耗分配原則

2）調(diào)制波峰值處切換驅(qū)動(dòng)分配策略

Q1和Q3為主橋臂開關(guān)管承擔(dān)開關(guān)損耗。當(dāng)處于Q1區(qū)時(shí)，由Sa1與Sa2共同承擔(dān)開關(guān)損耗，選擇在調(diào)制波相位90°處切換為ANPC-2方法，采用Sa2承擔(dān)開關(guān)損耗，持續(xù)角度為。這里以調(diào)制波相位為基準(zhǔn)保證了模態(tài)切換時(shí)的準(zhǔn)確性，而不依賴對(duì)電流極性的判斷；選擇在90°處切換保證了功率因數(shù)角在大幅變化下切換時(shí)刻的存在性，同時(shí)又能夠最大程度上調(diào)節(jié)插入模態(tài)的開關(guān)損耗。同理分析，Sa3與Sa4承擔(dān)開關(guān)損耗的切換時(shí)刻選擇為調(diào)制波相位270°處，持續(xù)角度同為。

最終得到工頻周期內(nèi)的驅(qū)動(dòng)策略，損耗均衡策略下的底層驅(qū)動(dòng)分配方法如圖5所示，死區(qū)時(shí)間未在圖中標(biāo)出。

圖5 損耗均衡策略下的底層驅(qū)動(dòng)分配方法

3.2 模態(tài)持續(xù)角φ的求解

各開關(guān)管的導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗和總損耗分別記為P_con、P_sw和P_total(=Sa1～San)，則損耗均衡條件下滿足

Sa1和Sa2各自的導(dǎo)通損耗和總開關(guān)損耗可由第2節(jié)得到。聯(lián)立式（6）和式（7）可解得，Sa1和Sa2各自需承擔(dān)的開關(guān)損耗，則進(jìn)一步可解得為

4 TZCC下的效率提升方法

4.1 驅(qū)動(dòng)時(shí)序重構(gòu)

當(dāng)兩條零電平鉗位回路同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，需要對(duì)圖5的驅(qū)動(dòng)分配方法重新調(diào)整，調(diào)整結(jié)果如圖6所示。

圖6 TZCC策略下的驅(qū)動(dòng)重構(gòu)方法

具體的改動(dòng)說明如下

（1）圖6a中，在Sap導(dǎo)通后將Sa3開通，滯后時(shí)間為z，此時(shí)開關(guān)管Sa2、Sa3、Sap和San同時(shí)導(dǎo)通，保證了兩條零電平回路同時(shí)續(xù)流，又因?yàn)镾a3開通前，與之并聯(lián)回路Sa2與Sap已經(jīng)導(dǎo)通，此時(shí)Sa3不承擔(dān)開通損耗；同理，在Sap關(guān)斷前先將Sa3關(guān)斷，超前時(shí)間同為z，則Sa3也不承擔(dān)關(guān)斷損耗。因此在減小導(dǎo)通損耗的同時(shí)并不會(huì)增加額外的開關(guān)損耗。

（2）圖6b中，橋臂電壓由P狀態(tài)向O狀態(tài)切換時(shí)，當(dāng)Sa2與Sa3換流完成后，則Sa3與San構(gòu)成的鉗位回路已經(jīng)導(dǎo)通，為了滿足TZCC條件，必須先關(guān)斷Sa1，否則正母線電容將直通短路，再同時(shí)開通Sa2和Sap，此時(shí)Sa2與Sap不承擔(dān)開通損耗；又因?yàn)镾a1延遲Sa2關(guān)斷，因此也不承擔(dān)關(guān)斷損耗。當(dāng)橋臂電壓由O狀態(tài)向P狀態(tài)切換時(shí)，則需要提前z時(shí)間關(guān)斷Sa2和Sap，再開通Sa1，恢復(fù)到Sa2與Sa3的預(yù)備換流模態(tài)，該階段下Sa1同樣不承擔(dān)開通損耗，而Sa2和Sap也不承擔(dān)關(guān)斷損耗。

（3）圖6c中，與圖6a類似，在San導(dǎo)通后將Sa2也開通，滯后時(shí)間為z；在San關(guān)斷前先將Sa2關(guān)斷，超前時(shí)間同為z，同理Sa2實(shí)現(xiàn)了零電壓軟開關(guān)（Zero Voltage Switching, ZVS）。

（4）圖6d中，與圖6b類似，橋臂電壓由P狀態(tài)向O狀態(tài)切換時(shí)，當(dāng)Sa3與Sa2換流完成后，則Sa2與Sap構(gòu)成的鉗位回路已經(jīng)導(dǎo)通，此時(shí)需要先關(guān)斷Sa4，再同時(shí)開通Sa3和San。當(dāng)橋臂電壓由O狀態(tài)向P狀態(tài)切換時(shí)，則需要提前z時(shí)間關(guān)斷Sa3和San，再開通Sa4，恢復(fù)到Sa3與Sa2的預(yù)備換流模態(tài)，該階段下Sa3、Sa4和San均實(shí)現(xiàn)ZVS。

4.2 調(diào)制信號(hào)構(gòu)造

由于z在分配開關(guān)損耗上起著關(guān)鍵作用，需要保證在該時(shí)間內(nèi)開關(guān)管能夠完全可靠地開通和關(guān)斷，因此滿足

圖7 TZCC策略下的調(diào)制信號(hào)波形

表1 TZCC方法下的調(diào)制信號(hào)

Tab.1 Modulation signals under TZCC method

對(duì)于同一個(gè)開關(guān)管，不同區(qū)域內(nèi)開關(guān)動(dòng)作次數(shù)也不同，因此DSP的PWM動(dòng)作，子模塊（AQ）配置不同，則在切換策略時(shí)需要采用影子寄存器，避免區(qū)域切換時(shí)刻造成驅(qū)動(dòng)信號(hào)錯(cuò)誤。

5 仿真與實(shí)驗(yàn)

開關(guān)器件的損耗估計(jì)結(jié)果直接影響模態(tài)持續(xù)角的大小，進(jìn)而影響所提損耗均衡策略的效果。因此首先需要對(duì)損耗估計(jì)的可靠性進(jìn)行相關(guān)驗(yàn)證；其次，在損耗評(píng)估正確的條件下，對(duì)所提損耗均衡策略進(jìn)行驗(yàn)證；最后，對(duì)TZCC方法下所提驅(qū)動(dòng)重構(gòu)策略的可行性進(jìn)行驗(yàn)證，同時(shí)得到對(duì)變換器運(yùn)行效率提升的效果。

5.1 損耗估計(jì)可靠性驗(yàn)證

在評(píng)估損耗之前，根據(jù)第2節(jié)分析，需要根據(jù)所選開關(guān)器件對(duì)導(dǎo)通電阻溫度修正系數(shù)1、開關(guān)損耗曲線及溫度修正系數(shù)2和驅(qū)動(dòng)電阻修正系數(shù)3進(jìn)行擬合，擬合區(qū)間如圖8所示。擬合結(jié)果如下：1=1.944×10-5j2+9.496×10-4j+0.9668；(ds)= 0.0169ds；2=(1.452×10-5j2+1.239×10-3j+ 1.271) / (1.452×10-5×252+1.239×10-3×25+1.271)；3= (0.1449g_ext+ 1.026)/(0.1449×2.5 +1.026)。在正弦載波調(diào)制方式下，以ANPC-1底層驅(qū)動(dòng)分配方式為例，結(jié)合式（1）和式（3），各開關(guān)管的理論損耗計(jì)算見表2。

圖8 損耗估計(jì)下的各參數(shù)擬合區(qū)間

表2 參數(shù)擬合下的各開關(guān)管理論損耗

Tab.2 Theoretical loss under parameter fitting

在PLECS中搭建了ANPC單相電路，仿真模型關(guān)鍵參數(shù)見表3，輸出接RL串聯(lián)負(fù)載，保持負(fù)載阻抗幅值不變，功率因數(shù)角分別取為0°（= 9.6Ω，=1.6mH）、30°（= 8.3Ω，= 15.3mH）、60°（= 4.8Ω，= 26.5mH）和90°（= 0Ω，= 30.6mH）。注意需根據(jù)實(shí)驗(yàn)中的實(shí)際驅(qū)動(dòng)電阻參數(shù)，在開關(guān)器件模型中做出相應(yīng)的修改；損耗仿真假定散熱器溫度恒定，分別設(shè)定為25℃和125℃。

需要說明的是，由于各開關(guān)管溫度不一致，因此各溫度修正系數(shù)也不同，為簡化計(jì)算過程，各開關(guān)器件損耗的溫度修正系數(shù)1、2均假定相同，并按照所有開關(guān)管殼溫的平均溫度進(jìn)行賦值。因?yàn)殚_關(guān)損耗與導(dǎo)通電阻隨溫度的變化特性曲線較為平穩(wěn)，即使在溫差范圍較大時(shí)這種近似也可以被接受。

ANPC-1方法在25℃、125℃下的損耗仿真結(jié)果分別如圖9和圖10所示，SW表示開關(guān)損耗，Con表示導(dǎo)通損耗，為方便比較，理論損耗計(jì)算結(jié)果也在圖9和圖10中給出，即折線所示。在ANPC-1驅(qū)動(dòng)分配方式下，當(dāng)功率因數(shù)角為0°時(shí)，開關(guān)損耗全部加在Sa1（Sa4）上，此時(shí)損耗差異最為嚴(yán)重；隨著功率因數(shù)角的增加，開關(guān)損耗逐步向Sap（San）轉(zhuǎn)移，與理論分析一致，Sa2（Sa3）為工頻開關(guān)，因此不存在開關(guān)損耗，且導(dǎo)通損耗幾乎保持不變；當(dāng)功率因數(shù)角為90°時(shí)，Sap（San）總損耗最大，但各開關(guān)管損耗差異并不大。

圖9 ANPC-1方法25℃下的損耗仿真結(jié)果

圖10 ANPC-1方法125℃下的損耗仿真結(jié)果

可以看出，在兩組不同溫度條件和功率因數(shù)角下，開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗的理論計(jì)算和仿真結(jié)果基本保持一致，證明了損耗估計(jì)方法的正確性。

5.2 損耗均衡策略效果驗(yàn)證

5.2.1 仿真證明

定義ANPC-B為ANPC-1采用了所提均衡策略后的方法，ANPC-TZCC-B為結(jié)合了驅(qū)動(dòng)重構(gòu)和均衡策略后所提的方法。均衡前后的損耗分布對(duì)比（50℃）如圖11所示。圖11a和圖11b顯示了兩種方法下?lián)p耗分布的仿真結(jié)果，實(shí)線為理論計(jì)算結(jié)果。為便于比較，ANPC-1方法的損耗分布也在圖11c中給出。另外，根據(jù)式（8）求解的兩種方法下模態(tài)持續(xù)角與功率因數(shù)角的關(guān)系顯示在圖11d中。

圖11 均衡前后的損耗分布對(duì)比（50℃）

可以發(fā)現(xiàn)，隨著功率因數(shù)角發(fā)生變化，兩種方法下的主橋臂開關(guān)管損耗始終能保持均衡，證明了所提策略的有效性。另外，通過對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)采用TZCC方法下的損耗均衡策略時(shí)，相比于單條鉗位回路，其導(dǎo)通損耗更低，因此所有開關(guān)器件的損耗均下降，而變換器也具有更高的效率。

5.2.2 熱平衡實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于ANPC單相電路，搭建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，ANPC單相電路實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖12所示，關(guān)鍵參數(shù)見表3，與仿真保持一致。溫度測量儀器型號(hào)為testo875-1i（9Hz），待開關(guān)器件溫度穩(wěn)定后（30min）進(jìn)行測量，待溫度降回至室溫后進(jìn)行下一組對(duì)比實(shí)驗(yàn)。

圖12 ANPC單相電路實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表3 ANPC單相電路仿真與實(shí)驗(yàn)參數(shù)

Tab.3 Simulation and experimental parameters of ANPC single-phase circuit

實(shí)驗(yàn)條件下考核損耗分布差異最為嚴(yán)重的情況，即功率因數(shù)角為0°。不同驅(qū)動(dòng)分配方式下的實(shí)驗(yàn)溫度特性如圖13所示。在ANPC-1下，如圖13a所示，Sa1穩(wěn)定溫度為59.2℃，Sa2為49.9℃，San溫度最低為42.4℃。可以看到，當(dāng)外管承受全部的開關(guān)損耗時(shí)，溫度比內(nèi)管高出接近10℃。當(dāng)采用損耗均衡策略后，如圖13b所示，Sa1與Sa2均接近54.5℃，均衡效果明顯，所有開關(guān)器件中的最高溫度下降了4℃。

同理，在ANPC-TZCC-B驅(qū)動(dòng)方式下，如圖13c所示，Sa1與Sa2向中間溫度靠攏，接近53.5℃，均衡效果明顯，所有開關(guān)器件中的最高溫度下降了4.3℃。

5.3 效率提升驗(yàn)證

1）理論分析

忽略死區(qū)時(shí)間對(duì)導(dǎo)通損耗的影響，在表3的參數(shù)下，理論上可以得到三種驅(qū)動(dòng)方式下的總導(dǎo)通損耗曲線，如圖14所示。對(duì)于ANPC-1和ANPC-B方法，由于采用單鉗位回路，其不同電流路徑下導(dǎo)通電阻相同，因此總導(dǎo)通損耗不隨功率因數(shù)角的變化而變化。對(duì)于ANPC-TZCC-B兩條鉗位回路導(dǎo)通方式，其并聯(lián)鉗位回路導(dǎo)通電阻減小，而鉗位回路電流有效值將隨著功率因數(shù)角的增加而增大，因此總導(dǎo)通損耗隨功率因數(shù)角的增加而下降。當(dāng)功率因數(shù)角為0°時(shí)，導(dǎo)通損耗相比ANPC-1和ANPC-B方法下降15%，當(dāng)功率因數(shù)角為90°時(shí)，導(dǎo)通損耗下降達(dá)32%。

圖14 三種驅(qū)動(dòng)分配策略下的總導(dǎo)通損耗

2）實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在功率因數(shù)角為0°時(shí)對(duì)三種驅(qū)動(dòng)分配方法進(jìn)行效率實(shí)驗(yàn)，輸出電阻負(fù)載變化范圍為8～24Ω，輸出功率變化范圍為1.2～3.4kW，其他實(shí)驗(yàn)參數(shù)不變，得到的效率曲線如圖15所示。可以發(fā)現(xiàn)ANPC-1與ANPC-B方法的效率基本保持一致，ANPC-TZCC-B方法的效率位于3條曲線的最上方，平均高出約0.2%。值得一提的是，當(dāng)所提策略應(yīng)用在大功率和低功率因數(shù)的情況下，鉗位回路導(dǎo)通損耗占比增加，效率提升的會(huì)更為明顯。

圖15 四種驅(qū)動(dòng)分配策略下的效率曲線

6 結(jié)論

對(duì)于ANPC逆變器，提出了一種損耗主動(dòng)均衡策略?；趯?dǎo)通損耗和開關(guān)損耗的評(píng)估，在第1、3象限內(nèi)分別采用外管和內(nèi)管承擔(dān)開管損耗，在第2、4象限內(nèi)采用鉗位管承擔(dān)開關(guān)損耗，通過合理分配各模態(tài)的起始時(shí)間和持續(xù)時(shí)間，使得主橋臂開關(guān)損耗保持一致。并通過對(duì)驅(qū)動(dòng)時(shí)序的調(diào)整和重新構(gòu)造，結(jié)合TZCC方法，進(jìn)一步提升了變換器的運(yùn)行效率。本文方法特點(diǎn)如下：

1）所提均衡策略擴(kuò)展到了變功率因數(shù)角和調(diào)制比的情況，更具有一般性，同時(shí)采用并聯(lián)鉗位回路同時(shí)導(dǎo)通的方式，在容量和效率提升上同時(shí)進(jìn)行了優(yōu)化。

2）所提損耗評(píng)估方法、均衡策略以及驅(qū)動(dòng)重構(gòu)方法不受頂層調(diào)制策略的限制，同樣適用于其他等效零序注入下的調(diào)制策略。

3）所提方法僅是基于軟件在驅(qū)動(dòng)策略上做出的改變，因此可同樣推廣到硬件混合的ANPC模塊上。

4）所有分析結(jié)果雖然是基于電流滯后于電壓的情況，但當(dāng)功率因數(shù)角為(-90°, 0)時(shí)，僅需要將在(0, 90°)下求得的模態(tài)持續(xù)角取負(fù)號(hào)即可，即-(-)，其他部分無需修改。

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Loss Equalization and Efficiency Optimization Strategy of Active Neutral Point Clamped Inverter

Wan Wenchao Duan Shanxu Yu Tianbao Mi Huiyao

（State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology School of Electrical and Electronic Engineering Huazhong University of Science and Technology Wuhan 430074 China）

For active neutral point clamped (ANPC) inverter, loss estimation model of power devices is built based on the principle of switching loss distribution, and an online adjustable loss distribution method is proposed to minimize the loss difference between every power device, by means of reasonably allocating different switching devices to undertake the switching loss and regulating the starting time and duration time of each mode. The method is deduced in detail and extended to the cases of variable power factor angles, which shows simple implementation and good effectiveness. Moreover, when the terminal voltage is clamped to neutral point, two zero-level clamped loop conducting (TZCC) is utilized for freewheeling through the reconstruction of the driving signals, therefore, conduction loss is decreased and the efficiency is further improved. Compared with the traditional single objective of loss equalization or efficiency optimization, the proposed method can achieve them both, so as to give full play to the advantages of ANPC inverters. Finally, the effectiveness of the proposed strategy is verified by simulation and experiments.

Active neutral point clamped (ANPC) inverter, loss equalization, driving signals reconstruction, efficiency improvement

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220269

TM46

國家重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃資助項(xiàng)目（2018YFB0106300）。

2022-03-01

2022-05-25

萬文超 男，1995年生，博士研究生，研究方向?yàn)槿娖阶儞Q器控制和調(diào)制技術(shù)。E-mail：wanwenchao@hust.edu.cn

段善旭 男，1970年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)樾履茉醇胺植际桨l(fā)電技術(shù)、無線電力傳輸及船用電能變換與控制等。E-mail：duanshanxu@hust.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳誠）