基于DB-PAM4 的高速SerDes 自適應(yīng)均衡器設(shè)計(jì)

王和明 ,王 正 ,呂方旭, ,吳苗苗 ,陸德超

(1.空軍工程大學(xué) 防空反導(dǎo)學(xué)院,陜西 西安 710000;2.國(guó)防科技大學(xué) 計(jì)算機(jī)學(xué)院,湖南 長(zhǎng)沙 410073)

近年來(lái),由于大數(shù)據(jù)、物聯(lián)網(wǎng)、5G 通信的飛速發(fā)展,人們對(duì)于高速傳輸數(shù)據(jù)的需求越來(lái)越大。而數(shù)據(jù)傳輸速率越高,對(duì)于高速串行鏈路的挑戰(zhàn)越大,高速串行通信鏈路之間的有限帶寬信道成為制約數(shù)據(jù)傳輸速率的瓶頸[1]。均衡器作為SerDes(SERializer/DESerializer)系統(tǒng)中接收機(jī)的核心模塊,其對(duì)信道補(bǔ)償能力的大小決定著整個(gè)SerDes 收發(fā)系統(tǒng)的性能。

由于趨膚效應(yīng)、介質(zhì)損耗的影響,使得信道整體呈低通特性,信號(hào)經(jīng)過信道后高頻衰減和低頻衰減不一致,當(dāng)數(shù)據(jù)傳輸速率達(dá)到112 Gb/s 時(shí),高頻部分的嚴(yán)重衰減會(huì)導(dǎo)致信號(hào)質(zhì)量急劇下降,產(chǎn)生較大的碼間干擾,誤碼率急劇增加。為了解決信道衰減引起的碼間干擾問題,恢復(fù)原始數(shù)據(jù),均衡器被廣泛應(yīng)用于高速串行鏈路中。此外,溫度變化、信道長(zhǎng)度等因素的影響也會(huì)造成不同程度的信道損耗,為了增加均衡器的適應(yīng)性,需要實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)均衡。

為了實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的高速傳輸,已經(jīng)提出了多種自適應(yīng)均衡算法。其中最傳統(tǒng)的做法是發(fā)射端直接發(fā)送PAM4 信號(hào)[2-3],利用接收端多級(jí)固定的CTLE 電路和多抽頭的自適應(yīng)均衡器進(jìn)行調(diào)節(jié)。但是隨著數(shù)據(jù)傳輸速率越來(lái)越高,對(duì)均衡強(qiáng)度的要求也越來(lái)越高,導(dǎo)致傳統(tǒng)做法中抽頭數(shù)量也越來(lái)越多。Saber 等[4]提出了一種DB-PAM4 信號(hào)的傳輸方式,發(fā)射端直接產(chǎn)生DBPAM4 信號(hào)用于傳輸,DB-PAM4 信號(hào)所需的帶寬是PAM4 信號(hào)所需帶寬的一半,因此對(duì)于接收端均衡有一定的改善,但其信號(hào)相較于PAM4 信號(hào)有-6.3 dB的裕度損失,因此該方式只適用于信道損失較小的光通信中。在接收端,Saber 等[4]的設(shè)計(jì)只采用了FFE進(jìn)行自適應(yīng)均衡,抽頭系數(shù)多達(dá)131 個(gè)。Im 等[5]設(shè)計(jì)了一款112 Gb/s PAM4 長(zhǎng)程收發(fā)器,當(dāng)信道損耗大于37.5 dB 時(shí)依然能進(jìn)行有效均衡。但是其在發(fā)射端采用四分之一前饋均衡器(FFE)進(jìn)行預(yù)均衡,接收端采用兩級(jí)CTLE 來(lái)均衡輸入信號(hào),ADC 采樣后輸入31抽頭的FFE 和1 抽頭的DFE 進(jìn)行數(shù)字均衡。整體的均衡方式太過復(fù)雜,不同種類均衡器之間沒有相互配合。

為了實(shí)現(xiàn)接收端較低的均衡強(qiáng)度同時(shí)減小信號(hào)的帶寬,本文提出了一種新的DB-PAM4 產(chǎn)生方式和聯(lián)合自適應(yīng)算法。DB-PAM4 信號(hào)不在發(fā)射端直接產(chǎn)生,而是利用信道本身的滾降特性再經(jīng)過自適應(yīng)CTLE 和FFE 的調(diào)節(jié)產(chǎn)生類似于雙二進(jìn)制處理的效果。同時(shí),聯(lián)合自適應(yīng)算法能夠充分利用不同均衡器的優(yōu)勢(shì)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的可靠還原;發(fā)射端的預(yù)編碼使得信道引入的碼間干擾可控,避免了差錯(cuò)傳遞,保證了算法收斂的可靠性;16 抽頭的FFE 和1 抽頭的DFE,使得在電路實(shí)現(xiàn)時(shí)整體功耗較低。仿真結(jié)果顯示,在112 Gb/s 的數(shù)據(jù)傳輸速率下更換不同長(zhǎng)度、不同損耗的信道,該算法均能實(shí)現(xiàn)雙二進(jìn)制處理且均衡效果顯著。

1 基本原理

25 cm,40 cm 和70 cm 長(zhǎng)背板信道的實(shí)測(cè)幅頻特性曲線如圖1 所示。在112 Gb/s 的傳輸速率下,使用PAM4 信號(hào)調(diào)制方式其半波特率衰減至少達(dá)到-21 dB以上,所引起的碼間串?dāng)_會(huì)使得誤碼率急劇增加[6],采用傳統(tǒng)的均衡器很難均衡如此大的信道衰減。

圖1 不同信道的S21傳輸函數(shù)Fig.1 S21 transfer function of different channel

圖2 給出了在25 cm 長(zhǎng)背板信道下,發(fā)射端在一定的電源噪聲下發(fā)送112 Gb/s 的PAM4 信號(hào),經(jīng)過此信道后,由于嚴(yán)重的碼間干擾,接收端已經(jīng)無(wú)法采集出有效的信號(hào)。

圖2 經(jīng)過信道前后數(shù)據(jù)的波形Fig.2 Waveform of data before and after passing through channel

自適應(yīng)均衡器的主要作用是在保持信號(hào)群延時(shí)基本不變的情況下補(bǔ)償信道的高頻衰減,使得在信號(hào)的Nyquist 帶寬范圍內(nèi)保持信道的理想性。在實(shí)際電路中,很難保持28 GHz 帶寬的信道維持全通特性,因此使用雙二進(jìn)制(DouBinary)調(diào)制方式來(lái)減小信號(hào)所需帶寬就顯得至關(guān)重要[7]。

1.1 DB-PAM4 信號(hào)的產(chǎn)生

圖3 給出了DB-PAM4 產(chǎn)生的線性模型,為了將兩個(gè)相鄰不相關(guān)的PAM4 碼元變成相關(guān)的七電平DBPAM4 信號(hào),減小信號(hào)在傳輸過程中的差錯(cuò)傳遞,保證接收端信號(hào)的準(zhǔn)確性,要對(duì)原始的PAM4 信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理[8]。預(yù)編碼方式為:

圖3 DB-PAM4 信號(hào)的產(chǎn)生原理Fig.3 Principle of DB-PAM4 signal generation

式中:bk是預(yù)編碼后的信號(hào);ak是原始的PAM4 信號(hào)。預(yù)編碼過后的信號(hào)依然屬于PAM4 類型信號(hào),其對(duì)應(yīng)的功率譜密度如圖4(a)所示。各個(gè)電平信號(hào)的概率密度不發(fā)生變化。在此信號(hào)基礎(chǔ)上進(jìn)行雙二進(jìn)制編碼,可生成DB-PAM4 信號(hào)。編碼方式為:

在接收端,傳輸來(lái)的DB-PAM4 信號(hào)進(jìn)行模4 運(yùn)算就能正確解碼出PAM4 信號(hào)。保持了收發(fā)信號(hào)的準(zhǔn)確。解碼方式是:

雙二進(jìn)制編碼將兩個(gè)相鄰的碼元相關(guān)聯(lián),人為引入了可控的碼間干擾[10],使得利用信道的雙二進(jìn)制處理成為可能。如圖3 所示,預(yù)編碼對(duì)應(yīng)的z域表達(dá)式為:

其中的雙二進(jìn)制處理對(duì)應(yīng)的z域傳遞函數(shù)為:

其對(duì)應(yīng)在頻域的傳遞函數(shù)為:

式中:Tb為符號(hào)周期;1/2 為衰減因子,用于平衡輸出端總功率。

預(yù)編碼后的PAM4 信號(hào)再經(jīng)過雙二進(jìn)制處理后的功率譜密度為:

但在實(shí)際電路中,由于信道是低通的,無(wú)法滿足在無(wú)限的頻帶范圍內(nèi)保持雙二進(jìn)制處理的頻譜方式,如圖4(b)所示的DB 處理方式。由公式(8)可知,當(dāng)只利用雙二進(jìn)制處理主瓣時(shí)依舊能保持原始信號(hào)中91.2%的能量,且在接收端能夠產(chǎn)生DB-PAM4 信號(hào),如圖4(c)的虛線框所示部分。基于此,在使用均衡器對(duì)信道進(jìn)行處理時(shí),只需保證在28 GHz 的范圍內(nèi)擬合雙二進(jìn)制處理的過程,無(wú)需對(duì)整個(gè)頻帶內(nèi)做處理,圖4(b)實(shí)線框給出了這種處理方式的具體形式。這種處理方式極大地增強(qiáng)了對(duì)于信道帶寬的利用率,減小了所需的均衡強(qiáng)度。

圖4 DB-PAM4 的產(chǎn)生方式Fig.4 DB-PAM4 generation method

圖3 給出了PAM4 信號(hào)轉(zhuǎn)換為DB-PAM4 信號(hào)的線性模型,將兩個(gè)不相關(guān)的碼元變成了相關(guān)的7 電平信號(hào),人為在兩個(gè)碼元間引入了可控的碼間串?dāng)_(Intersymbol Interference,ISI)。雖然電平有7 個(gè),但由公式(2)可知,DB-PAM4 的信號(hào)具有相關(guān)性。其信號(hào)序列中不可能產(chǎn)生{-1,1/3}、{-1,1} 等等這類大的電平跳變。該處理方式保證了接收端正確解碼的同時(shí),將原有信號(hào)各個(gè)電平出現(xiàn)概率進(jìn)行了重新分配。PAM4 信號(hào)中,{00,01,10,11} 產(chǎn)生的概率是均等的1/4。而DB-PAM4 中信號(hào){000,001,010,011,100,101,110} 出現(xiàn)的概率分別為{1/16,1/8,3/16,1/4,3/16,1/8,1/16},這使得大部分信號(hào)都處于共模電平附近,相當(dāng)于將原來(lái)的PAM4 信號(hào)“擠壓” 到直流處,為DB-PAM4 信號(hào)的傳輸提供了極大的優(yōu)勢(shì)[10]。

1.2 基于均衡器產(chǎn)生DB-PAM4 原理

圖3 展示了在PCB 背板信道中DB-PAM4 的產(chǎn)生方式。在電路中,高速的預(yù)編碼信號(hào)經(jīng)過信道傳輸后,在接收端使用自適應(yīng)的CTLE 和FFE 處理,使得整體的傳遞函數(shù)接近于H1(f)的第一瓣,如圖4(b)所示。用這種方式產(chǎn)生DB-PAM4 信號(hào)吸收了大量的信道損耗,降低了接收端的均衡強(qiáng)度,使得數(shù)字均衡器的抽頭減少成為可能,后續(xù)DFE 只需要少量抽頭就可實(shí)現(xiàn)信道均衡。

CTLE 屬于線性均衡器[11],能夠補(bǔ)償特定頻率的高頻衰減。在低頻處以常數(shù)項(xiàng)進(jìn)行衰減,高頻處進(jìn)行增益,作用剛好與信道特性互補(bǔ)。本文中所使用的CTLE 電路如圖5 所示。其傳輸函數(shù)為:

圖5 Rs可調(diào)的CTLE 電路Fig.5 CTLE circuit with adjustable Rs

式中:gm是放大器的跨導(dǎo);CL是負(fù)載電容;RL是負(fù)載電阻;Cs是退化電容;Rs是退化電阻?？梢缘玫紺TLE 的直流增益和峰值增益分別為和gmRL。增大退化電阻Rs,CTLE 的直流增益降低,與高頻增益的差值越大,均衡效果越強(qiáng);減小退化電阻Rs,直流增益越大,均衡強(qiáng)度越弱。在本文中,當(dāng)發(fā)射機(jī)發(fā)射112 Gb/s 的Pre-PAM4 信號(hào)時(shí),如圖4(b)所示,要保證對(duì)信道的DB 處理,峰值頻率不應(yīng)小于14 GHz,否則無(wú)法使均衡后的信道頻率特性擬合DB 的頻率特性;均衡峰值頻率越大,對(duì)不同信道的適應(yīng)性越強(qiáng)。因此在本文中CTLE 的均衡點(diǎn)頻率在20 GHz 左右,能同時(shí)適應(yīng)不同信道且對(duì)CTLE 的要求不是很高。在頻率固定時(shí),對(duì)于不同長(zhǎng)度的背板信道,通過改變直流增益調(diào)節(jié)信道使其適應(yīng)DB 處理就可以初步得到DB-PAM4 信號(hào)。

FFE 的作用基本上類似于有限脈沖響應(yīng)(Finite Impulse Response,FIR)濾波器,它是利用波形本身來(lái)校正接收到的信號(hào),能夠處理前項(xiàng)和后項(xiàng)的碼間干擾。FFE 的輸出信號(hào)y(n)與輸入信號(hào)x(n)的表達(dá)式為:

式中:ci(n)是FFE 的抽頭系數(shù)。FFE 的結(jié)構(gòu)如圖6 所示。輸入信號(hào)x(n)經(jīng)過一系列延遲之后,分別與抽頭系數(shù)ci(n)相乘,最后經(jīng)過求和輸出。

圖6 FFE 結(jié)構(gòu)Fig.6 FFE structure

DFE 是一種非線性均衡器,由反饋濾波器和判決器(Slicer)組成,可以消除當(dāng)前碼元對(duì)后續(xù)碼元的ISI,對(duì)于信道的反射和波動(dòng)有較好的補(bǔ)償作用。但是DFE在同抽頭數(shù)量下功耗比FFE 大。本文只采用一抽頭的DFE 作為均衡,用以減少誤差信號(hào)。

DFE 的結(jié)構(gòu)如圖7 所示,判決器的判決值經(jīng)過反饋濾波器后,與輸入信號(hào)作差,直接從輸入信號(hào)中消除ISI,然后信號(hào)從Slicer 的前面輸出,輸出信號(hào)可表示為:

圖7 DFE 結(jié)構(gòu)Fig.7 DFE structure

式中:w1,w2,…,wn是DFE 的抽頭系數(shù)。

2 協(xié)同自適應(yīng)均衡算法

傳統(tǒng)的LMS 算法通常只針對(duì)單一的均衡器進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)節(jié),這種調(diào)節(jié)方式保證了算法收斂的準(zhǔn)確性,但采用單一均衡器的抽頭數(shù)量就會(huì)大大增加,無(wú)法發(fā)揮多種均衡器協(xié)同的優(yōu)勢(shì)[13],而固定的收斂步長(zhǎng)使得算法收斂速度十分緩慢,而且為了保持信號(hào)的準(zhǔn)確傳輸往往需要訓(xùn)練序列。史航等[14]提出了一種變步長(zhǎng)的LMS 算法,該算法雖然解決了傳統(tǒng)自適應(yīng)算法收斂速度緩慢的問題,但是算法整體過于復(fù)雜,不適合使用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn),本文僅用其算法預(yù)估聯(lián)合自適應(yīng)仿真中的步長(zhǎng)大小。其算法公式為:

式中:μ(n)是適應(yīng)算法的步長(zhǎng);e(n)為FFE 輸出值與理想信號(hào)的誤差。

在改進(jìn)的變步長(zhǎng)LMS 算法[14]和傳統(tǒng)的基于單一濾波器的LMS 基礎(chǔ)上,本文提出了一種協(xié)同自適應(yīng)均衡算法(Co-LMS),其采用CTLE、FFE 和DFE 協(xié)同工作,利用不同均衡器的優(yōu)點(diǎn)共同解決接收端信號(hào)質(zhì)量差的問題。多種均衡器相互協(xié)同的方式使得算法快速收斂的同時(shí)也讓自適應(yīng)算法有較強(qiáng)的魯棒性,在整體上利于數(shù)字電路的實(shí)現(xiàn)。即使將步長(zhǎng)μ設(shè)置得較大,DFE 均衡器的強(qiáng)判決也能夠使得抽頭系數(shù)收斂于LMS算法維納最優(yōu)解附近,算法整體的收斂速度大大提升而不會(huì)遺漏關(guān)鍵信息。

算法原理如圖8 所示。其中,用DFE 的判決值作為理想信號(hào),與DFE 輸出之差作為整個(gè)算法的誤差來(lái)源。DFE 的輸出接近于理想信號(hào)且同時(shí)帶有信道的特性,作為自適應(yīng)調(diào)節(jié)信號(hào)的輸入,能夠保證誤差信號(hào)的相對(duì)平穩(wěn),利于抽頭系數(shù)收斂。Slicer 判決為一種強(qiáng)均衡,將DFE 輸出數(shù)據(jù)符號(hào)化,避免了噪聲引入的誤差,在誤碼率較低情況下,能夠代替外部的訓(xùn)練序列,提高信號(hào)的傳輸效率,但如果一開始誤碼率較高,抽頭系數(shù)就會(huì)朝著錯(cuò)誤的方向收斂。為了保證輸出信號(hào)的準(zhǔn)確性,就要保證CTLE 的退化電阻Rs和FFE 的抽頭系數(shù)快速達(dá)到穩(wěn)定。因?yàn)镃o-LMS 算法只需要將一種類型的均衡器在特定信道中達(dá)到最優(yōu)解,即可保證算法整體的魯棒性。故本文將協(xié)同自適應(yīng)均衡算法的收斂期望定在DFE 上,使DFE 抽頭系數(shù)在穩(wěn)定時(shí)達(dá)到維納最優(yōu)解,而FFE 的抽頭系數(shù)只需要在其維納最優(yōu)解附近就不會(huì)影響接收端信號(hào)準(zhǔn)確性?；诖?FFE以較大的步長(zhǎng)μ來(lái)提高算法收斂的速度,DFE 以較小的步長(zhǎng)μ來(lái)減小誤差,保證輸出的準(zhǔn)確性。改進(jìn)后的算法公式為:

式中:z(n)為DFE 的輸出;y(n)為FFE 的輸出值;W(n)為DFE 的抽頭系數(shù)值。由式(13)可知,抽頭系數(shù)越多,能夠處理的碼間干擾位數(shù)越多,相應(yīng)地功耗和算法復(fù)雜度也會(huì)增加。DFE 只能消除碼間干擾的后標(biāo)分量,其功能與FFE 相重疊,且作為Co-LMS 算法的最優(yōu)解本身制約較多。本文使用DFE 主要用于改善信道畸變和信號(hào)反射問題,減小算法的剩余誤差,1 抽頭的DFE 就可滿足功能需求。為了平衡功耗和均衡強(qiáng)度,本文采用了16 抽頭的FFE 和1 抽頭的DFE 進(jìn)行數(shù)字均衡。

3 仿真驗(yàn)證

為了對(duì)算法進(jìn)行驗(yàn)證,在MATLAB 中建立了如圖3 所示的收發(fā)機(jī)系統(tǒng)。包括發(fā)射機(jī)、接收機(jī)、信道和譯碼器。

發(fā)射機(jī)輸出眼圖如圖9(a)所示,發(fā)射機(jī)產(chǎn)生預(yù)編碼之后的pre-PAM4(bk)信號(hào),其速率為112 Gb/s,經(jīng)過抖動(dòng)時(shí)鐘采樣后形成波形輸出,其電源噪聲方差為0.03。如圖9(b)所示,經(jīng)過信道后,信號(hào)幅度降低,眼圖完全閉合。利用該收發(fā)器模型,先進(jìn)行變步長(zhǎng)算法的仿真分析,將圖8 中的CTLE 固定,進(jìn)行32抽頭的FFE 仿真,無(wú)DFE 均衡器。得出的剩余誤差和步長(zhǎng)關(guān)系如圖10 所示。

圖8 協(xié)同最小均方算法原理Fig.8 Principle of Co-LMS algorithm

圖9 經(jīng)過信道前后眼圖Fig.9 Eye diagram before and after passing through the channel

圖10 變步長(zhǎng)算法的誤差與步長(zhǎng)關(guān)系Fig.10 Relation between error and step size of variable step size algorithm

由圖10 可知,最大誤差為0.0985,最小誤差為0.0013,步長(zhǎng)范圍是[0.052,0.042]。接下來(lái)對(duì)協(xié)同自適應(yīng)均衡器進(jìn)行行為級(jí)仿真,在Matlab 中搭建的行為級(jí)仿真模型如圖8 所示,仿真的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為10000個(gè)UI(單位時(shí)間間隔),以變步長(zhǎng)FFE 所得步長(zhǎng)分析為參考,FFE 步長(zhǎng)取變步長(zhǎng)的最大值以保證收斂速度,DFE 取誤差最小值左右用以減小系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)的剩余誤差。CTLE 的步長(zhǎng)由CTLE 電阻陣列所決定。故聯(lián)合自適應(yīng)算法中CTLE、FFE 和DFE 的迭代步長(zhǎng)分別取0.15,0.05 和0.005,CTLE 的初值設(shè)置為0.3,峰值頻率值設(shè)定在20 GHz。在不同信道下CTLE 收斂曲線如圖11(a)所示。可以看出,在不同尺寸信道中該算法依然能夠很好地收斂,算法的魯棒性較強(qiáng)。在70 cm 長(zhǎng)的背板信道中,收斂后的CTLE 系數(shù)保持在0.78左右,所調(diào)整得到的Rs電阻值為670 Ω。如圖11(b)所示,以70 cm 背板信道為例,經(jīng)過CTLE 和VGA 的調(diào)節(jié),處理后信道初步滿足了DB 處理的功能。

圖11 經(jīng)過信道后算法的自適應(yīng)調(diào)節(jié)過程Fig.11 Adaptive adjustment process of the algorithm after channel

FFE 是協(xié)助CTLE 產(chǎn)生DB 效果的重要工具,經(jīng)過800UI 的迭代,FFE 快速收斂,DB-PAM4 的產(chǎn)生引入可控的前項(xiàng)碼間干擾,因此設(shè)計(jì)FFE 要弱化其消除前向干擾的能力。7 個(gè)前饋抽頭,1 個(gè)主抽頭和8 個(gè)后項(xiàng)抽頭,用于解決DB-PAM4 的拖尾。16 個(gè)抽頭系數(shù)分別為 [-0.0053;0.0040;-0.0075;0.0005;0.0059;0.0235;0.0075;1.4817;0.0130;0.0794;0.0225;0.1287;0.0319;-0.1475;0.0381;-0.1362],其中第8 個(gè)抽頭是主抽頭。DFE 的抽頭系數(shù)穩(wěn)定后為0.29,能夠較好地完成后項(xiàng)碼元的均衡和減小系統(tǒng)誤差。最終輸出數(shù)據(jù)的眼圖如圖11(c)所示,6 個(gè)眼睛能夠明顯張開,產(chǎn)生7 電平的DB-PAM4 信號(hào)。聯(lián)合自適應(yīng)算法與變步長(zhǎng)算法剩余對(duì)比如圖11(d)所示,在112 Gb/s 的數(shù)據(jù)速率下,聯(lián)合自適應(yīng)算法1500 個(gè)UI后達(dá)到穩(wěn)定,收斂的時(shí)間小于27 ns,系統(tǒng)穩(wěn)定后,剩余誤差為0.02 V 左右。變步長(zhǎng)算法采用固定的CTLE和自適應(yīng)的FFE 均衡器,在2000 個(gè)UI 處接近收斂,剩余誤差為0.02 V,兩者穩(wěn)定后的誤碼率均為0。與變步長(zhǎng)算法相比,聯(lián)合自適應(yīng)算法收斂速度更快,且在算法設(shè)計(jì)上更加簡(jiǎn)單。

將聯(lián)合自適應(yīng)算法所設(shè)計(jì)的均衡器與其他文獻(xiàn)提出的不同算法的均衡器相比較,結(jié)果如表1 所示。Saber 等[4]和Zuo 等[16]提出的設(shè)計(jì)均采用DB-PAM4的傳輸方式,由于采用光纖通信,信道損耗小,單種多抽頭的自適應(yīng)均衡器就可完成信號(hào)處理,對(duì)于均衡的難度不是很大。Lacroix 等[15]和Zuo 等[16]兩篇文獻(xiàn)均采用PAM4/DB-PAM4 雙模接收機(jī)構(gòu)架,但Lacroix等[15]提出的各種均衡器之間相互獨(dú)立,均衡復(fù)雜。Im等[5]提出的設(shè)計(jì)采用PAM4 信號(hào),但其采用的多種均衡器均由外部的FPGA 模塊驅(qū)動(dòng),自適應(yīng)處理復(fù)雜。本文所采用的聯(lián)合自適應(yīng)算法在較大的信道損耗下處理同速率數(shù)據(jù)所需抽頭數(shù)更少,充分體現(xiàn)了聯(lián)合自適應(yīng)算法的優(yōu)越性。

表1 本文與其他文獻(xiàn)對(duì)比Tab.1 Comparison of this article with other documents

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一個(gè)基于背板信道的DB-PAM4 自適應(yīng)均衡器。該技術(shù)利用DB-PAM4 的相關(guān)碼元優(yōu)勢(shì),在信道傳輸時(shí)引入可控的碼間干擾。相較于傳統(tǒng)信號(hào)傳輸方式,DB-PAM4 的產(chǎn)生能夠吸收信道損耗,減少所需的信道帶寬,降低均衡強(qiáng)度。自適應(yīng)的CTLE和FFE 能夠根據(jù)信道變化自動(dòng)調(diào)節(jié)均衡強(qiáng)度,以適應(yīng)對(duì)應(yīng)的DB 處理功能。聯(lián)合自適應(yīng)算法使用DFE 的判決輸出作為理想信號(hào),不需要傳統(tǒng)算法的訓(xùn)練序列,減少了算法的復(fù)雜度,提高了信號(hào)的傳輸效率。CTLE、FFE 和DFE 相配合,加快了收斂速度,提升了輸出信號(hào)質(zhì)量。仿真結(jié)果顯示,在112 Gb/s 的數(shù)據(jù)速率下更換不同損耗的信道,該自適應(yīng)均衡器均能起到顯著的均衡效果。與傳統(tǒng)的自適應(yīng)均衡器算法和變步長(zhǎng)算法相比,該算法下所需的均衡強(qiáng)度大大降低,均衡器的抽頭數(shù)量更少,更利于數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)和降低功耗。在今后傳輸速率進(jìn)一步提升時(shí)優(yōu)勢(shì)更加明顯。