一種小型寬波束圓極化天線

廖 超 ,盧忠亮 ,彭 強 ,譚祥俊 ,楊雪霞

(1.江西理工大學(xué) 信息工程學(xué)院,江西 贛州 341000;2.上海大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院,上海 200444)

圓極化天線具有抑制多徑干擾和減少極化失配的優(yōu)點,因此它被廣泛應(yīng)用于各種無線系統(tǒng)中[1-3]。在全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)和無人機(UAV)等諸多系統(tǒng)中,要求圓極化天線具有更寬的3 dB 軸比波束寬度,以提高信號覆蓋范圍和增強系統(tǒng)的可靠性。

要實現(xiàn)寬波束圓極化,必須使天線輻射場的兩個正交分量的幅度在很寬的角度范圍內(nèi)彼此相等。根據(jù)這一原理,已有文獻提出了實現(xiàn)寬波束圓極化的方法,例如利用三維地板結(jié)構(gòu)[4-8]、增加垂直寄生元件[9-10]或者利用介質(zhì)柱面透鏡[11],但這些設(shè)計不僅剖面高而且加工難度大。Luo 等[12-13]提出了兩種相似的低剖面天線,這兩種天線利用兩對平行偶極子,使E 面和H 面的輻射方向圖形狀彼此相似,實現(xiàn)了寬波束,但它們都是雙向輻射的,因此限制了它們的應(yīng)用場景。此外,也可以在貼片天線中引入短路柱[14-15]或蝕刻縫隙[16-18],調(diào)整兩個等效磁流的距離,從而實現(xiàn)更寬的3 dB 軸比波束寬度,而這幾種設(shè)計需要較大的接地面來減少衍射對輻射特性的影響。

本文設(shè)計了一種基于SIW 結(jié)構(gòu)的環(huán)形縫隙天線,并采用同軸底饋,具有低剖面的特點,還提出了兩種方法使電長度接近最優(yōu)值,以展寬軸比波束寬度。仿真和實測結(jié)果表明天線有較寬的軸比波束寬度,可應(yīng)用于導(dǎo)航系統(tǒng)中。

1 天線結(jié)構(gòu)和設(shè)計

1.1 天線結(jié)構(gòu)

天線結(jié)構(gòu)如圖1 所示,介質(zhì)板采用相對介電常數(shù)為3.55 的Rogers RO4003,其長L和寬W都是25 mm(0.47λ0,其中λ0為中心頻率5.67 GHz 的自由空間波長),厚度H為1.524 mm (0.029λ0)。天線的諧振腔是一個長為Lsiw,寬為Wsiw的準方形SIW 腔,SIW 腔由兩層金屬層和四列金屬化通孔構(gòu)成。每個通孔的直徑為D,相鄰兩個通孔圓心之間的距離為P。八邊環(huán)形縫隙蝕刻在頂部的金屬層上,縫隙寬度為S。環(huán)形縫隙在x軸方向上長度為R1,在y軸方向上長度為R2。在八邊環(huán)形縫隙的上、下、左、右四個邊上各增加了一個階梯形微帶短截線,環(huán)形縫隙左右邊上的短截線結(jié)構(gòu)大小都相等,它們的長度為L1;上下邊上的也相等,其長度為L2。天線用同軸探針饋電,饋電點位置為(Fx,Fy)。

圖1 圓極化天線的結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Configuration of the proposed antenna

優(yōu)化設(shè)計,最終的天線尺寸如下:L=25 mm,W=25 mm,Lsiw=22.5 mm,Wsiw=22 mm,L1=5.6 mm,L2=5.6 mm,H=1.524 mm,W1=0.5 mm,W2=0.5 mm,n=4.9 mm,D=1.4 mm,P=1.7 mm,R1=19.7 mm,R2=20.5 mm,S=2.3 mm,Fx=1.5 mm,Fy=2.4 mm。

1.2 寬波束圓極化輻射的機理分析

天線的結(jié)構(gòu)演變?nèi)鐖D2 所示,為便于分析,先討論對應(yīng)的線極化天線,即天線的饋電點位于x軸上,且天線結(jié)構(gòu)在x軸和y軸兩個方向的尺寸一致,即Lsiw=Wsiw=N=22.5 mm,R1=R2=M=19.7 mm,其中M為方形縫隙的邊長。

圖2 天線結(jié)構(gòu)的演變Fig.2 Evolution of antenna structures

圖2(a)是天線1 的等效磁流分布,圖2(b)是天線1 的電場分布;可以看到,上、下縫隙中的等效磁流方向相同,而左、右縫隙的等效磁流的方向在中間有一次變向。這與工作在TM01模式的微帶方形貼片天線一致。

根據(jù)經(jīng)典微帶天線的理論[19],同軸探針激勵方形微帶天線且饋電位置處于x軸上時,可得xoz面上遠場主極化分量Eθ和yoz面上遠場主極化分量Eφ的表達式分別如式(1)和(2)所示:

式中:λ為諧振頻率對應(yīng)的自由空間波長;M/λ為方形縫隙邊長的電長度。

由于結(jié)構(gòu)的對稱性,當饋電位置處于y軸時,在xoz面上的主極化分量Eφ應(yīng)與式(2)相同。如果在上述兩個位置同時對該天線饋電,使其產(chǎn)生等幅且相位相差90°的兩個線極化波,就能在邊射方向(θ=0°)合成理想的圓極化輻射。軸比(AR)隨θ變化的表達式為:

若要實現(xiàn)寬角度的圓極化輻射,則需要Eθ和Eφ在盡可能寬的θ角變化范圍內(nèi)幅度保持一致。

從公式(1)和(2)可以得到Eθ和Eφ在xoz平面上隨θ變化的曲線,如圖3 所示。可以看到,當M/λ增加時,Eθ的波束寬度迅速減小,而Eφ的波束寬度幾乎保持不變。當M/λ達到0.40 左右時,的角度范圍最大,可以實現(xiàn)寬波束圓極化輻射。

圖3 xoz 面不同M/λ 的Eθ和Eφ方向圖Fig.3 Calculated radiation pattern of Eθ and Eφ on xoz plane with different M/λ

圖4 給出了圖2 中三種天線的反射系數(shù)仿真結(jié)果。三種天線環(huán)隙電邊長M/λ如表1 所示,其中f為諧振頻率,從圖4 和表1 可以看到,天線1 的諧振頻率為4.94 GHz,M/λ為0.32,為了實現(xiàn)更寬的軸比波束寬度,應(yīng)將M/λ增大。但是,如果簡單地增大縫隙環(huán)邊長M,則天線的諧振頻率f會降低,λ增大,最終使得M/λ幾乎沒有變化。

圖4 三個天線的Fig.4 of the three antennas

表1 三種天線環(huán)隙電邊長M/λTab.1 Electric side length of the ring slot M/λ of the three antennas

為了增加M/λ,在環(huán)形槽的每個邊緣引入了四個階梯形短截線,如圖2(c)所示。這使得環(huán)形縫隙上的半波長等效磁流的數(shù)量從天線1 中的兩個變?yōu)樘炀€2中的四個,諧振長度變短,諧振頻率增大,從而使M/λ上升到0.35。從圖2(c)和(d)還可以看到,天線2中環(huán)形縫隙上、下邊的等效磁流方向同樣是保持不變,與天線1 相同。為進一步增大M/λ,將方形環(huán)縫切角得到天線3,如圖2(e)所示。由于諧振長度變短,M/λ上升到0.38,更接近于最優(yōu)值0.4。

1.3 圓極化輻射的實現(xiàn)

圖2 中三個天線的結(jié)構(gòu)都具有對稱性,它們產(chǎn)生的兩個線極化模式的頻率是一樣的,為了用單饋源同時激勵這兩個模式,并產(chǎn)生90°的相位差,需要破壞這種對稱性。可以調(diào)整R2、L1、L2、Lsiw和饋電位置(Fx,Fy)等,讓兩個正交模式的諧振頻率分離,從而產(chǎn)生圓極化輻射。

當R1固定而改變R2時,天線阻抗帶寬和軸比帶寬的變化如圖5 所示。從曲線可以看到,天線有兩個諧振頻點fh和fl,分別對應(yīng)著x軸和y軸方向的兩個正交的諧振模式。當R2增大時,高頻諧振點fh基本不變,而低頻諧振點fl向低頻方向移動。

圖5 R2對和軸比的影響Fig.5 The influence of R2 onand axial ratio

圖6 給出了L1和L2的變化對天線性能的影響。當L1增加時,fl下降,而fh幾乎不變。當L2增加時,fh減少,而fl幾乎不變。只有當fh和fl相互靠近卻不相等時,才能激發(fā)圓極化?？梢钥吹?階梯形短截線的引入增加了調(diào)諧的自由度,使得在中心頻點實現(xiàn)圓極化輻射的同時,能實現(xiàn)寬波束的圓極化輻射。

圖6 L1和L2對和軸比的影響Fig.6 The influence of L1 and L2 onand axial ratio

2 仿真及測量結(jié)果

圖7(a)和(b)是所設(shè)計天線的實物照片,使用SATIMO 測試系統(tǒng)測量了天線的輻射性能,圖7(c)和(d)是SATIMO 測試系統(tǒng)的測試環(huán)境。

圖7 制做的天線和測試環(huán)境的照片F(xiàn)ig.7 Photograph of the fabricated prototype and test environment

圖8 比較了仿真和測量的天線反射系數(shù)。實際測量的-10 dB 阻抗頻帶為5.61～5.85 GHz,相對帶寬為4.18%;仿真的結(jié)果是5.55～5.79 GHz,相對帶寬為4.28%,實測數(shù)據(jù)和仿真數(shù)據(jù)吻合良好。

圖8 的仿真與實測的對比圖Fig.8 Comparison between simulation and measurement of

仿真和實測軸比帶寬如圖9 所示,3 dB 軸比頻率帶寬的實測結(jié)果為5.66～5.72 GHz,仿真的結(jié)果是5.64～5.70 GHz。

圖9 軸比的仿真與實測的對比圖Fig.9 Comparison between simulation and measurement of AR

圖10 是天線在5.69 GHz 時軸比隨俯仰角變化的曲線。結(jié)果表明,在xoz平面和yoz平面上仿真的軸比波束寬度分別為214°和219°,測量結(jié)果分別為220°和178°。

圖10 軸比波束寬度的仿真與實測的對比圖Fig.10 Comparison between simulation and measurement of axial-ratio beamwidth

圖11 是天線的輻射方向圖,增益峰值為6.48 dBi,效率達到了80%。天線在主輻射方向上的主極化分量是左旋圓極化,交叉極化鑒別度大于30 dB。在xoz平面上測得的3 dB 增益波束寬度為80°,yoz平面上的3 dB 增益波束寬度是88°。

圖11 仿真和實測的輻射方向圖Fig.11 Radiation patterns of simulation and measurement

3 結(jié)論

本文基于SIW 結(jié)構(gòu)設(shè)計了一種圓極化環(huán)形縫隙天線。通過分析縫隙環(huán)結(jié)構(gòu)中的電場和等效磁流分布,得出了影響軸比波束寬度的重要因素,在此基礎(chǔ)上改進結(jié)構(gòu)從而成功地展寬了軸比波束寬度。最后制作了天線實物并進行測試,測試的增益峰值為6.48 dBi,效率為80%。該天線還提供了一個寬的3 dB 軸比波束寬度,其在xoz平面的寬度為220°,在yoz平面為178°,同時還具有0.47λ0× 0.47λ0× 0.029λ0緊湊的尺寸。因其具有低剖面、小尺寸、寬波束的特性,該天線可以在導(dǎo)航系統(tǒng)的便攜式終端中得到應(yīng)用。