基于綜合調(diào)制方法的高頻電源設(shè)計

孫傳杰，田凱，楊敬然，楚子林，馬潔

（天津電氣科學(xué)研究院有限公司，天津 300180）

隨著特種設(shè)備的種類越來越多，針對特種設(shè)備的測試電源的設(shè)計得到廣泛關(guān)注。對于大功率變頻電源來說，采用多電平變換電路具有很大的優(yōu)勢，主要表現(xiàn)在改善輸出諧波含量、提高輸出精度以及減小功率元器件耐壓等級等，其中H橋級聯(lián)電路因具有模塊化設(shè)計和可靠性高等優(yōu)勢得到廣泛應(yīng)用[1-2]。

對于H橋級聯(lián)多電平電路來說，文獻(xiàn)[3-4]對常規(guī)SPWM技術(shù)、雙極性SPWM技術(shù)以及載波移相（carrier phase-shifted，CPS）調(diào)制技術(shù)進(jìn)行了分析和比較，闡述了雙極性調(diào)制以及載波移相調(diào)制技術(shù)具有輸出等效開關(guān)頻率高、輸出諧波低以及優(yōu)良的傳輸帶寬性能等優(yōu)勢。文獻(xiàn)[5]提出的一種新型載波移幅的SPWM調(diào)制方法雖然具有一定優(yōu)勢，但結(jié)構(gòu)和控制方法均較為復(fù)雜，文獻(xiàn)[6]提出優(yōu)化的載波移相調(diào)制方法，利用實時改變載波移相角的方式進(jìn)一步提高了輸出特性，對控制系統(tǒng)要求較高。文獻(xiàn)[7]分析了載波移相調(diào)制的原理，并在七電平中進(jìn)行應(yīng)用。在直流母線電壓平衡方面，文獻(xiàn)[8-10]利用數(shù)學(xué)模型對載波移相調(diào)制和直流母線電壓波動的關(guān)系進(jìn)行分析和定量控制，實現(xiàn)了H橋模塊的功率平衡。文獻(xiàn)[11]提出改變零序分量的方法實現(xiàn)功率平衡控制，文獻(xiàn)[12]提出一種電壓外環(huán)采用滑?？刂疲娏鲀?nèi)環(huán)采用PI控制的復(fù)雜的雙閉環(huán)控制策略，并進(jìn)行了仿真研究。

鑒于本文所述電源的特殊性，改善同步調(diào)制和異步調(diào)制的各自性能缺點，提出了分段變載波頻率的方法，結(jié)合載波移相倍頻調(diào)制技術(shù)，使該電源具有良好的輸出特性。為進(jìn)一步提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，并兼顧節(jié)約控制器資源，提出了一種改變不同H橋模塊調(diào)制電壓的方法用于改善直流母線電壓不平衡問題，各H橋模塊間直流母線電壓的不平衡，不僅影響輸出波形質(zhì)量，嚴(yán)重的還會使直流母線電壓過高或過低而產(chǎn)生系統(tǒng)故障，影響電源運行的穩(wěn)定性。經(jīng)過現(xiàn)場實際應(yīng)用，證實了本文設(shè)計的有效性。

1 綜合調(diào)制方法

H橋級聯(lián)電路由N個H橋串聯(lián)而成（N≥2），本文選用2個H橋組成級聯(lián)電路，其主回路原理如圖1所示。

圖1 電路原理圖Fig.1 The schematic of the circuit

1.1 雙極性調(diào)制

每個H橋輸出為三電平，其PWM可采用單極性或雙極性調(diào)制方法。單極性調(diào)制時半個基波周期內(nèi)為兩電平輸出，優(yōu)點是開關(guān)次數(shù)少、開關(guān)器件損耗低，但輸出諧波大、波形脈動大、動態(tài)響應(yīng)慢；雙極性調(diào)制時每個PWM周期均為三電平輸出，優(yōu)點是開關(guān)頻率相對單極性調(diào)制倍頻，輸出諧波小、波形脈動小、動態(tài)響應(yīng)快。這兩種調(diào)制方法適于不同應(yīng)用場合。本文采用雙極性PWM方法，滿足高頻電源對輸出高頻和高動態(tài)響應(yīng)要求。雙極性調(diào)制原理為：用兩個相位相反、幅值相同的正弦波作為調(diào)制波，與三角載波進(jìn)行比較，分別得到兩個SPWM波相減，即得到單個H橋的輸出PWM電壓波形，最終H橋的輸出電壓PWM頻率為三角載波頻率的2倍，其調(diào)制原理如圖2所示，其中Uc為三角載波，Ur為調(diào)制波，-Ur為調(diào)制波取反，Uo為單個H橋的輸出電壓。

圖2 雙極性調(diào)制原理圖Fig.2 Schematic of bipolar PWM modulation

1.2 載波移相調(diào)制

本文所述級聯(lián)電路采用載波移相調(diào)制法，H橋級聯(lián)電路中的N個H橋采用相同的調(diào)制波，每個H橋的三角載波依次相差Tc/(2N)（Tc為三角載波的周期），以本文所述主回路為例，正半周期調(diào)制原理如圖3所示。

圖3 載波移相調(diào)制原理圖Fig.3 Schematic of CPS-SPWM

圖3中，Uc1，Uc2分別為第一、第二組H橋的三角載波；Ur為調(diào)制波；-Ur為調(diào)制波取反；Uo1，Uo2分別為第一、第二組H橋的輸出電壓；Uload為級聯(lián)電路的輸出電壓；Udc為直流母線電壓。

每個H橋模塊經(jīng)過雙極性調(diào)制后的輸出電壓進(jìn)行相加，即得到級聯(lián)電路最終的輸出PWM電壓波形，級聯(lián)電路的輸出電壓PWM頻率是單個H橋輸出PWM電壓頻率的2倍，是三角載波頻率的4倍，從而可以在較低的開關(guān)頻率下使輸出電壓PWM獲得更高的頻率，提高系統(tǒng)高頻輸出精度。

根據(jù)以上分析，當(dāng)單個H橋采用雙極性調(diào)制，H橋之間使用載波移相調(diào)制的條件下，可以獲得級聯(lián)電路輸出電壓PWM頻率與三角載波之間的關(guān)系：

式中：FPWM為級聯(lián)電路輸出電壓PWM頻率；N為級聯(lián)電路所含H橋的模塊個數(shù)；FΔ為三角載波頻率。

1.3 分段變載波頻率調(diào)制

以載波頻率FΔ為基準(zhǔn)載波頻率，1分頻即指異步調(diào)制采用載波頻率為FΔ，2分頻即指異步調(diào)制采用載波頻率為FΔ/2，4分頻即指異步調(diào)制采用載波頻率為FΔ/4，依次類推，形成分段變載波頻率調(diào)制，載波頻率與輸出電壓頻率的關(guān)系如圖4所示。

圖4 變載波頻率PWM調(diào)制原理圖Fig.4 Schematic of variable carrier frequency PWM modulation

系統(tǒng)輸出低頻時，選擇較低的載波頻率，可避免高載波頻率造成的死區(qū)影響，提高輸出精度；系統(tǒng)輸出高頻時，選擇高載波頻率，可有效降低輸出電壓波形的紋波，從而使全頻段的調(diào)制比均處在一個較為合理的范圍。

2 直流電壓平衡

由于元器件的差異和調(diào)制策略均會對級聯(lián)電路中各H橋模塊的直流電壓產(chǎn)生影響，為避免直流母線電壓偏移，由兩組H橋的直流母線電壓Udc1與Udc2作差，該誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器產(chǎn)生輸出補償電流的模值Ui，Ui與給定輸出電壓模值Um相加、相減，則分別產(chǎn)生兩組H橋的給定電壓模值，從而改變兩組H橋模塊的調(diào)制比，控制框圖如圖5所示。

圖5 直流電壓平衡控制框圖Fig.5 Block diagram of DC voltage balance

經(jīng)直流電壓平衡控制后的兩組H橋的給定電壓變化如圖6所示，當(dāng)?shù)谝唤MH橋直流電壓增高時，通過改變調(diào)制電壓、提高調(diào)制比，增大該組H橋的有功輸出；反之亦然。

圖6 調(diào)制電壓調(diào)制原理圖Fig.6 Schematic of modulating voltage regulation

3 設(shè)計與實驗

該電源首次應(yīng)用于某直線電機相關(guān)的電氣設(shè)備檢驗當(dāng)中，作為直線發(fā)電機的模擬電源，輸出頻率的變化對應(yīng)其加減速過程，其要求高響應(yīng)速度、高精度要求，且最高輸出頻率為2 kHz。

為滿足相關(guān)技術(shù)指標(biāo)，本文選用基準(zhǔn)三角載波頻率為20 kHz，采用綜合調(diào)制的手段，級聯(lián)電路可輸出電壓的PWM頻率最高達(dá)80 kHz。

3.1 基準(zhǔn)頻率的選定

以給定輸出電壓基波頻率2 kHz標(biāo)定為100%，實際需求的最低啟動頻率為2.5%，當(dāng)給定頻率在2.5%～20%的區(qū)間，選擇4分頻，載波頻率為5 kHz，調(diào)制比在12.5以上，電源輸出PWM頻率為20 kHz；當(dāng)給定頻率在20%～50%的區(qū)間，選擇2分頻，載波頻率為10 kHz，調(diào)制比在10～25之間變化，電源輸出PWM頻率為40 kHz；給定頻率在50%～100%之間，選擇1分頻，載波頻率為20 kHz，調(diào)制比在10～20之間變化，電源輸出PWM頻率為80 kHz；控制系統(tǒng)根據(jù)裝置輸出頻率的具體指令，在線自動分頻，實現(xiàn)分段變載波頻率的異步調(diào)制功能，調(diào)制波頻率FPWM、調(diào)制比N以及載波頻率FΔ三者的關(guān)系圖如圖7所示。

圖7 調(diào)制波頻率、調(diào)制比以及載波頻率三者的關(guān)系圖Fig.7 The relation schematic among FPWM，N and FΔ

3.2 在線曲線擬合

為達(dá)到高頻下的高響應(yīng)速度，系統(tǒng)選用開環(huán)控制方法，為避免開環(huán)控制條件下的輸出誤差，系統(tǒng)在對特定負(fù)載首次運行時，對輸出電壓與理想輸出電壓的偏差ΔU進(jìn)行記錄，并通過曲線擬合的方法，獲得給定電壓的修正值Ucor，最終對擬合曲線進(jìn)行存儲，其控制策略如圖8所示。

圖8 曲線擬合控制框圖Fig.8 The block diagram of control system with curve-fitting

曲線擬合公式為

式中：a，b，c，d為擬合曲線多項式中的系數(shù)；U*為理想輸出電壓；F*為理想輸出頻率。

3.3 總邏輯框圖

根據(jù)前文所述給定輸出電壓曲線擬合查表獲得的給定電壓修正值，再疊加上由直流電壓平衡控制獲得的給定電壓補償值，從而改變給定電壓模值，經(jīng)過變載波頻率調(diào)制、載波移相調(diào)制和雙極性調(diào)制的綜合調(diào)制方法，使系統(tǒng)輸出電壓達(dá)到精度要求。

總控制邏輯框圖如圖9所示。

圖9 總控制邏輯框圖Fig.9 Block diagram of general control logic

3.4 實驗結(jié)果

圖10給出了采用常規(guī)異步調(diào)制、分頻變載波調(diào)制以及曲線擬合查表法與理想輸出曲線之間的對比，滿足了輸出精度要求。圖10中，輸出電壓模值U和輸出頻率F均為標(biāo)幺化值。

圖10 不同模式下輸出電壓模值對比Fig.10 Comparison of output modulus voltage value in different modes

當(dāng)系統(tǒng)在一組逆變H橋中投入一定功率的不平衡負(fù)載時，此時兩組逆變H橋的給定電壓模值之間出現(xiàn)一個差值，當(dāng)不平衡負(fù)載斷開之后，兩組逆變H橋的給定電壓模值相等（兩組逆變H橋的給定電壓模值之差為0），如圖11所示。

圖11 不平衡負(fù)載與給定電壓模值的關(guān)系Fig.11 Relation between unbalanced load and given voltage modulus

當(dāng)系統(tǒng)輸出電壓最高基波頻率為2 kHz時的輸出波形如圖12所示。經(jīng)驗證，該級聯(lián)電路的設(shè)計滿足了作為直線發(fā)電機特定條件下的模擬電源的作用。

圖12 輸出電壓與負(fù)載電流波形Fig.12 Waveforms of output voltage and load current

圖12中，級聯(lián)電路輸出Uo為五電平PWM波形，負(fù)載電流Io為某特定負(fù)載條件下的電流波形。

4 結(jié)論

根據(jù)實際項目需求，采用綜合調(diào)制方法，設(shè)計了該大功率高頻電源裝置。

1）提出一種綜合調(diào)制方法，使全頻段都處于一個合理的調(diào)制比區(qū)間。當(dāng)變頻電源低頻輸出時，采用較低的載波頻率，提高低頻輸出精度，降低了低頻輸出時的諧波含量；當(dāng)變頻電源高頻輸出時，采用較高的載波頻率，提高高頻輸出精度。

2）為抑制直流母線電壓不平衡問題，計算H橋直流電壓之差，經(jīng)PI調(diào)節(jié)后直接反饋的方式對調(diào)制電壓進(jìn)行微調(diào)，提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性，精簡的算法程序也節(jié)約了控制器芯片資源。

3）根據(jù)直線發(fā)電機特定的應(yīng)用場合，采用曲線擬合查表的方法，滿足其高頻條件下的高動態(tài)響應(yīng)要求。根據(jù)初始給定頻率和初始給定電壓調(diào)整控制過程中的最終給定電壓，消除了開環(huán)控制過程中，輸出電壓精度不高的問題。