孫傳杰,田凱,楊敬然,楚子林,馬潔
(天津電氣科學(xué)研究院有限公司,天津 300180)
隨著特種設(shè)備的種類越來越多,針對特種設(shè)備的測試電源的設(shè)計得到廣泛關(guān)注。對于大功率變頻電源來說,采用多電平變換電路具有很大的優(yōu)勢,主要表現(xiàn)在改善輸出諧波含量、提高輸出精度以及減小功率元器件耐壓等級等,其中H橋級聯(lián)電路因具有模塊化設(shè)計和可靠性高等優(yōu)勢得到廣泛應(yīng)用[1-2]。
對于H橋級聯(lián)多電平電路來說,文獻(xiàn)[3-4]對常規(guī)SPWM技術(shù)、雙極性SPWM技術(shù)以及載波移相(carrier phase-shifted,CPS)調(diào)制技術(shù)進(jìn)行了分析和比較,闡述了雙極性調(diào)制以及載波移相調(diào)制技術(shù)具有輸出等效開關(guān)頻率高、輸出諧波低以及優(yōu)良的傳輸帶寬性能等優(yōu)勢。文獻(xiàn)[5]提出的一種新型載波移幅的SPWM調(diào)制方法雖然具有一定優(yōu)勢,但結(jié)構(gòu)和控制方法均較為復(fù)雜,文獻(xiàn)[6]提出優(yōu)化的載波移相調(diào)制方法,利用實時改變載波移相角的方式進(jìn)一步提高了輸出特性,對控制系統(tǒng)要求較高。文獻(xiàn)[7]分析了載波移相調(diào)制的原理,并在七電平中進(jìn)行應(yīng)用。在直流母線電壓平衡方面,文獻(xiàn)[8-10]利用數(shù)學(xué)模型對載波移相調(diào)制和直流母線電壓波動的關(guān)系進(jìn)行分析和定量控制,實現(xiàn)了H橋模塊的功率平衡。文獻(xiàn)[11]提出改變零序分量的方法實現(xiàn)功率平衡控制,文獻(xiàn)[12]提出一種電壓外環(huán)采用滑??刂疲娏鲀?nèi)環(huán)采用PI控制的復(fù)雜的雙閉環(huán)控制策略,并進(jìn)行了仿真研究。
鑒于本文所述電源的特殊性,改善同步調(diào)制和異步調(diào)制的各自性能缺點,提出了分段變載波頻率的方法,結(jié)合載波移相倍頻調(diào)制技術(shù),使該電源具有良好的輸出特性。為進(jìn)一步提高系統(tǒng)穩(wěn)定性,并兼顧節(jié)約控制器資源,提出了一種改變不同H橋模塊調(diào)制電壓的方法用于改善直流母線電壓不平衡問題,各H橋模塊間直流母線電壓的不平衡,不僅影響輸出波形質(zhì)量,嚴(yán)重的還會使直流母線電壓過高或過低而產(chǎn)生系統(tǒng)故障,影響電源運行的穩(wěn)定性。經(jīng)過現(xiàn)場實際應(yīng)用,證實了本文設(shè)計的有效性。
H橋級聯(lián)電路由N個H橋串聯(lián)而成(N≥2),本文選用2個H橋組成級聯(lián)電路,其主回路原理如圖1所示。
圖1 電路原理圖Fig.1 The schematic of the circuit
每個H橋輸出為三電平,其PWM可采用單極性或雙極性調(diào)制方法。單極性調(diào)制時半個基波周期內(nèi)為兩電平輸出,優(yōu)點是開關(guān)次數(shù)少、開關(guān)器件損耗低,但輸出諧波大、波形脈動大、動態(tài)響應(yīng)慢;雙極性調(diào)制時每個PWM周期均為三電平輸出,優(yōu)點是開關(guān)頻率相對單極性調(diào)制倍頻,輸出諧波小、波形脈動小、動態(tài)響應(yīng)快。這兩種調(diào)制方法適于不同應(yīng)用場合。本文采用雙極性PWM方法,滿足高頻電源對輸出高頻和高動態(tài)響應(yīng)要求。雙極性調(diào)制原理為:用兩個相位相反、幅值相同的正弦波作為調(diào)制波,與三角載波進(jìn)行比較,分別得到兩個SPWM波相減,即得到單個H橋的輸出PWM電壓波形,最終H橋的輸出電壓PWM頻率為三角載波頻率的2倍,其調(diào)制原理如圖2所示,其中Uc為三角載波,Ur為調(diào)制波,-Ur為調(diào)制波取反,Uo為單個H橋的輸出電壓。
圖2 雙極性調(diào)制原理圖Fig.2 Schematic of bipolar PWM modulation
本文所述級聯(lián)電路采用載波移相調(diào)制法,H橋級聯(lián)電路中的N個H橋采用相同的調(diào)制波,每個H橋的三角載波依次相差Tc/(2N)(Tc為三角載波的周期),以本文所述主回路為例,正半周期調(diào)制原理如圖3所示。
圖3 載波移相調(diào)制原理圖Fig.3 Schematic of CPS-SPWM
圖3中,Uc1,Uc2分別為第一、第二組H橋的三角載波;Ur為調(diào)制波;-Ur為調(diào)制波取反;Uo1,Uo2分別為第一、第二組H橋的輸出電壓;Uload為級聯(lián)電路的輸出電壓;Udc為直流母線電壓。
每個H橋模塊經(jīng)過雙極性調(diào)制后的輸出電壓進(jìn)行相加,即得到級聯(lián)電路最終的輸出PWM電壓波形,級聯(lián)電路的輸出電壓PWM頻率是單個H橋輸出PWM電壓頻率的2倍,是三角載波頻率的4倍,從而可以在較低的開關(guān)頻率下使輸出電壓PWM獲得更高的頻率,提高系統(tǒng)高頻輸出精度。
根據(jù)以上分析,當(dāng)單個H橋采用雙極性調(diào)制,H橋之間使用載波移相調(diào)制的條件下,可以獲得級聯(lián)電路輸出電壓PWM頻率與三角載波之間的關(guān)系:
式中:FPWM為級聯(lián)電路輸出電壓PWM頻率;N為級聯(lián)電路所含H橋的模塊個數(shù);FΔ為三角載波頻率。
以載波頻率FΔ為基準(zhǔn)載波頻率,1分頻即指異步調(diào)制采用載波頻率為FΔ,2分頻即指異步調(diào)制采用載波頻率為FΔ/2,4分頻即指異步調(diào)制采用載波頻率為FΔ/4,依次類推,形成分段變載波頻率調(diào)制,載波頻率與輸出電壓頻率的關(guān)系如圖4所示。
圖4 變載波頻率PWM調(diào)制原理圖Fig.4 Schematic of variable carrier frequency PWM modulation
系統(tǒng)輸出低頻時,選擇較低的載波頻率,可避免高載波頻率造成的死區(qū)影響,提高輸出精度;系統(tǒng)輸出高頻時,選擇高載波頻率,可有效降低輸出電壓波形的紋波,從而使全頻段的調(diào)制比均處在一個較為合理的范圍。
由于元器件的差異和調(diào)制策略均會對級聯(lián)電路中各H橋模塊的直流電壓產(chǎn)生影響,為避免直流母線電壓偏移,由兩組H橋的直流母線電壓Udc1與Udc2作差,該誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器產(chǎn)生輸出補償電流的模值Ui,Ui與給定輸出電壓模值Um相加、相減,則分別產(chǎn)生兩組H橋的給定電壓模值,從而改變兩組H橋模塊的調(diào)制比,控制框圖如圖5所示。
圖5 直流電壓平衡控制框圖Fig.5 Block diagram of DC voltage balance
經(jīng)直流電壓平衡控制后的兩組H橋的給定電壓變化如圖6所示,當(dāng)?shù)谝唤MH橋直流電壓增高時,通過改變調(diào)制電壓、提高調(diào)制比,增大該組H橋的有功輸出;反之亦然。
圖6 調(diào)制電壓調(diào)制原理圖Fig.6 Schematic of modulating voltage regulation
該電源首次應(yīng)用于某直線電機相關(guān)的電氣設(shè)備檢驗當(dāng)中,作為直線發(fā)電機的模擬電源,輸出頻率的變化對應(yīng)其加減速過程,其要求高響應(yīng)速度、高精度要求,且最高輸出頻率為2 kHz。
為滿足相關(guān)技術(shù)指標(biāo),本文選用基準(zhǔn)三角載波頻率為20 kHz,采用綜合調(diào)制的手段,級聯(lián)電路可輸出電壓的PWM頻率最高達(dá)80 kHz。
以給定輸出電壓基波頻率2 kHz標(biāo)定為100%,實際需求的最低啟動頻率為2.5%,當(dāng)給定頻率在2.5%~20%的區(qū)間,選擇4分頻,載波頻率為5 kHz,調(diào)制比在12.5以上,電源輸出PWM頻率為20 kHz;當(dāng)給定頻率在20%~50%的區(qū)間,選擇2分頻,載波頻率為10 kHz,調(diào)制比在10~25之間變化,電源輸出PWM頻率為40 kHz;給定頻率在50%~100%之間,選擇1分頻,載波頻率為20 kHz,調(diào)制比在10~20之間變化,電源輸出PWM頻率為80 kHz;控制系統(tǒng)根據(jù)裝置輸出頻率的具體指令,在線自動分頻,實現(xiàn)分段變載波頻率的異步調(diào)制功能,調(diào)制波頻率FPWM、調(diào)制比N以及載波頻率FΔ三者的關(guān)系圖如圖7所示。
圖7 調(diào)制波頻率、調(diào)制比以及載波頻率三者的關(guān)系圖Fig.7 The relation schematic among FPWM,N and FΔ
為達(dá)到高頻下的高響應(yīng)速度,系統(tǒng)選用開環(huán)控制方法,為避免開環(huán)控制條件下的輸出誤差,系統(tǒng)在對特定負(fù)載首次運行時,對輸出電壓與理想輸出電壓的偏差ΔU進(jìn)行記錄,并通過曲線擬合的方法,獲得給定電壓的修正值Ucor,最終對擬合曲線進(jìn)行存儲,其控制策略如圖8所示。
圖8 曲線擬合控制框圖Fig.8 The block diagram of control system with curve-fitting
曲線擬合公式為
式中:a,b,c,d為擬合曲線多項式中的系數(shù);U*為理想輸出電壓;F*為理想輸出頻率。
根據(jù)前文所述給定輸出電壓曲線擬合查表獲得的給定電壓修正值,再疊加上由直流電壓平衡控制獲得的給定電壓補償值,從而改變給定電壓模值,經(jīng)過變載波頻率調(diào)制、載波移相調(diào)制和雙極性調(diào)制的綜合調(diào)制方法,使系統(tǒng)輸出電壓達(dá)到精度要求。
總控制邏輯框圖如圖9所示。
圖9 總控制邏輯框圖Fig.9 Block diagram of general control logic
圖10給出了采用常規(guī)異步調(diào)制、分頻變載波調(diào)制以及曲線擬合查表法與理想輸出曲線之間的對比,滿足了輸出精度要求。圖10中,輸出電壓模值U和輸出頻率F均為標(biāo)幺化值。
圖10 不同模式下輸出電壓模值對比Fig.10 Comparison of output modulus voltage value in different modes
當(dāng)系統(tǒng)在一組逆變H橋中投入一定功率的不平衡負(fù)載時,此時兩組逆變H橋的給定電壓模值之間出現(xiàn)一個差值,當(dāng)不平衡負(fù)載斷開之后,兩組逆變H橋的給定電壓模值相等(兩組逆變H橋的給定電壓模值之差為0),如圖11所示。
圖11 不平衡負(fù)載與給定電壓模值的關(guān)系Fig.11 Relation between unbalanced load and given voltage modulus
當(dāng)系統(tǒng)輸出電壓最高基波頻率為2 kHz時的輸出波形如圖12所示。經(jīng)驗證,該級聯(lián)電路的設(shè)計滿足了作為直線發(fā)電機特定條件下的模擬電源的作用。
圖12 輸出電壓與負(fù)載電流波形Fig.12 Waveforms of output voltage and load current
圖12中,級聯(lián)電路輸出Uo為五電平PWM波形,負(fù)載電流Io為某特定負(fù)載條件下的電流波形。
根據(jù)實際項目需求,采用綜合調(diào)制方法,設(shè)計了該大功率高頻電源裝置。
1)提出一種綜合調(diào)制方法,使全頻段都處于一個合理的調(diào)制比區(qū)間。當(dāng)變頻電源低頻輸出時,采用較低的載波頻率,提高低頻輸出精度,降低了低頻輸出時的諧波含量;當(dāng)變頻電源高頻輸出時,采用較高的載波頻率,提高高頻輸出精度。
2)為抑制直流母線電壓不平衡問題,計算H橋直流電壓之差,經(jīng)PI調(diào)節(jié)后直接反饋的方式對調(diào)制電壓進(jìn)行微調(diào),提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性,精簡的算法程序也節(jié)約了控制器芯片資源。
3)根據(jù)直線發(fā)電機特定的應(yīng)用場合,采用曲線擬合查表的方法,滿足其高頻條件下的高動態(tài)響應(yīng)要求。根據(jù)初始給定頻率和初始給定電壓調(diào)整控制過程中的最終給定電壓,消除了開環(huán)控制過程中,輸出電壓精度不高的問題。