基于SiC器件的隔離雙向混合型LLC諧振變換器

朱小全 劉 康 葉開文 蔣黎明 金 科

基于SiC器件的隔離雙向混合型LLC諧振變換器

朱小全 劉 康 葉開文 蔣黎明 金 科

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 南京 211106）

針對(duì)傳統(tǒng)雙有源橋型直流變換器的軟開關(guān)范圍窄、開關(guān)頻率低等問(wèn)題，該文提出一種隔離雙向混合型LLC諧振變換器，適用于可再生能源分布式發(fā)電系統(tǒng)的儲(chǔ)能結(jié)構(gòu)中。在不增加使用額外器件的條件下，通過(guò)不同調(diào)制方案轉(zhuǎn)換，該變換器可以在全橋變換器、雙半橋變換器和單半橋變換器三種工作模式下混合運(yùn)行。在變壓器勵(lì)磁電感協(xié)助下，三種不同工作模式無(wú)論正向或反向運(yùn)行，均可實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)管的零電壓開通，以減少開關(guān)管的開通損耗，實(shí)現(xiàn)高效的雙向功率轉(zhuǎn)換和寬電壓增益調(diào)節(jié)，提高輕載下的變換器工作效率，且三種工作運(yùn)行模式可以平滑、穩(wěn)定地過(guò)渡切換。最后搭建一臺(tái)基于SiC器件的800W樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該變換器拓?fù)浼捌淇刂品椒ǖ目尚行?、有效性和穩(wěn)定性。

LLC諧振變換器 分布式發(fā)電系統(tǒng) 雙向運(yùn)行工作 零電壓開通 SiC器件

0 引言

隨著高耗能產(chǎn)業(yè)的迅速發(fā)展，為應(yīng)對(duì)能源短缺及環(huán)境保護(hù)問(wèn)題，越來(lái)越多的研究投入到對(duì)可再生能源的開發(fā)與利用上來(lái)。然而受到自然因素的制約，這些能源的間歇性特征影響到系統(tǒng)的穩(wěn)定性、可靠性和功率質(zhì)量。因此儲(chǔ)能環(huán)節(jié)成為可再生能源發(fā)電系統(tǒng)的必要環(huán)節(jié)[1-3]?？紤]到成本和性能優(yōu)勢(shì)，電池儲(chǔ)能系統(tǒng)和超級(jí)電容成為最受歡迎的儲(chǔ)能部件，從而得到廣泛應(yīng)用。新的儲(chǔ)能系統(tǒng)應(yīng)具備雙向功率傳輸能力，以存儲(chǔ)可再生能源產(chǎn)生的多余能量，并在可再生能源不足或消耗高峰時(shí)釋放能量[4-5]。圖1為典型的可再生能源分布式發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。其中，雙向直流變換器是儲(chǔ)能系統(tǒng)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。但由于電池或超級(jí)電容器端子電壓變化范圍較大，因此需要具有寬電壓增益范圍的雙向直流變換器[6-8]。

圖1 分布式發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

由于LLC諧振變換器具有實(shí)現(xiàn)變壓器一次側(cè)開關(guān)管零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS）和二次側(cè)開關(guān)管零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS）的特性，因此為了進(jìn)一步提高變換器的轉(zhuǎn)換效率，LLC諧振變換器廣泛應(yīng)用于儲(chǔ)能系統(tǒng)中。一般來(lái)說(shuō)，通過(guò)有源開關(guān)管取代單向直流變換器中的無(wú)源整流二極管可得到雙向直流變換器。根據(jù)這一原理，已提出了各種各樣的隔離雙向直流變換器。其中，雙有源橋（Dual-Active-Bridge, DAB）型直流變換器因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、ZVS以及開關(guān)管電壓應(yīng)力低而得到廣泛關(guān)注[8-12]。對(duì)于DAB直流變換器，根據(jù)變壓器一次側(cè)和二次側(cè)開關(guān)管的移相角確定導(dǎo)通方向和輸出功率。但是DAB直流變換器采用傳統(tǒng)移相控制時(shí)也存在一定問(wèn)題，如：輕載狀態(tài)時(shí)，變換器的軟開關(guān)范圍較小，較高的關(guān)斷損耗和反向功率回流，降低了整體效率。針對(duì)這些問(wèn)題，文獻(xiàn)[13]提出了一個(gè)雙向串聯(lián)諧振變換器，其電壓增益僅和占空比有關(guān)，與傳輸功率的振幅和方向無(wú)關(guān)，且在輔助電感的幫助下能實(shí)現(xiàn)所有開關(guān)管的ZVS。文獻(xiàn)[14]提出一種基于開關(guān)阻抗功率控制的DAB諧振變換器，可以在輸出電壓和電流大范圍變化下實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，并通過(guò)控制串聯(lián)諧振腔中的開關(guān)來(lái)控制諧振電容以確保諧振腔中電流最小。但是在上述DAB直流變換器中，由于電壓型電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)會(huì)引起較大的電流紋波，文獻(xiàn)[15]提出了一種雙向電流源型串聯(lián)諧振變換器，可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)和低電壓應(yīng)力，如果使用低電壓或大電流的蓄電池或超級(jí)電容，可減小電流紋波和開關(guān)管關(guān)斷損耗，以增加樣機(jī)的使用壽命和效率。

在儲(chǔ)能系統(tǒng)中，越來(lái)越多的變換器拓?fù)渥非蟾吖β?、高效率和高功率密度。上述文獻(xiàn)所提的變換器中開關(guān)器件均采用的是Si-MOSFET器件，工作頻率為100kHz。采用傳統(tǒng)的Si器件，其最高工作頻率通常不超過(guò)100kHz，將導(dǎo)致電路系統(tǒng)無(wú)源元件體積較大，降低了系統(tǒng)功率密度。而隨著寬禁帶半導(dǎo)體器件碳化硅（Silicon Carbide, SiC）和氮化鎵（Gallium Nitride, GaN）的出現(xiàn)和發(fā)展，因其開關(guān)速度快、開通損耗小、阻斷電壓高、開關(guān)頻率高和耐高溫等特性而得到廣泛應(yīng)用[16]。在更高工作頻率的情況下，通過(guò)減小無(wú)源元件體積可以實(shí)現(xiàn)更高的系統(tǒng)功率密度。因而，高壓低導(dǎo)通電阻的SiC器件更加適合應(yīng)用在可再生能源分布式發(fā)電系統(tǒng)的大功率雙向儲(chǔ)能系統(tǒng)中。但在高頻狀態(tài)下，SiC MOSFET高開關(guān)速度會(huì)引起較大的d/d和d/d，以及器件和應(yīng)用回路中存在的寄生電感和寄生電容等問(wèn)題，會(huì)增大器件的開關(guān)損耗和電磁干擾[17]。針對(duì)橋式電路中SiC MOSFET高速導(dǎo)通帶來(lái)的串?dāng)_問(wèn)題，文獻(xiàn)[18]提出了一種SiC MOSFET的諧振門級(jí)驅(qū)動(dòng)電路，使用三個(gè)輔助開關(guān)管實(shí)現(xiàn)SiC MOSFET諧振門極驅(qū)動(dòng)電路以減少驅(qū)動(dòng)損耗。文獻(xiàn)[19]提出了一種改進(jìn)SiC MOSFET開關(guān)性能的有源驅(qū)動(dòng)電路，可以在不同驅(qū)動(dòng)電阻和負(fù)載電流條件下有效抑制器件的電流、電壓過(guò)沖和振蕩，但是借助輔助開關(guān)的驅(qū)動(dòng)回路實(shí)現(xiàn)和使用都較為復(fù)雜且成本相對(duì)較高。文獻(xiàn)[20]針對(duì)串?dāng)_問(wèn)題設(shè)計(jì)了一種高速且具有強(qiáng)串?dāng)_抑制能力的驅(qū)動(dòng)回路，利用無(wú)源器件制造可調(diào)電壓代替電壓源，結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單、成本低廉。但以上驅(qū)動(dòng)回路所使用元器件數(shù)量較多，電路結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜。

本文提出了一種基于SiC MOSFET的隔離雙向混合型LLC諧振變換器。在DAB直流變換器基礎(chǔ)上利用SiC器件可實(shí)現(xiàn)大范圍開關(guān)頻率的改變，并且在三種不同工作模式下不需要添加額外的開關(guān)器件就可以實(shí)現(xiàn)雙向工作和所有開關(guān)管ZVS。針對(duì)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的SiC MOSFET，本文設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)回路僅由電阻和電容組成，價(jià)格低廉，通過(guò)不同的開通電阻和關(guān)斷電阻來(lái)控制開關(guān)器件的開通和關(guān)斷速度。而對(duì)于高頻狀態(tài)下，SiC MOSFET高開關(guān)速率引起的d/d和d/d較大問(wèn)題，可以在橋臂之間并聯(lián)低內(nèi)阻電容，這樣既可以減少損耗也能穩(wěn)定驅(qū)動(dòng)。此外，雙相結(jié)構(gòu)允許輸出功率低于額定功率一半時(shí)關(guān)閉一相以提高輕載效率。由于變換器的三種工作模式在開關(guān)頻率改變時(shí)都能實(shí)現(xiàn)較寬輸出電壓增益范圍，因而該變換器拓?fù)溥m用于蓄電池和超級(jí)電容等直流端子輸出電壓范圍變化較大的分布式發(fā)電系統(tǒng)儲(chǔ)能結(jié)構(gòu)中。

1 隔離雙向混合型LLC諧振變換器

1.1 電路拓?fù)?/h3>

隔離雙向混合型LLC變換器如圖2所示，變壓器一次側(cè)由4個(gè)MOS管Q1～Q4組成全橋電路，每個(gè)橋臂的中點(diǎn)a、b連接諧振電感r和集成勵(lì)磁電感的高頻變壓器，諧振電容r連接兩個(gè)變壓器中點(diǎn)和電源負(fù)極；變壓器二次側(cè)由4個(gè)MOS管S1～S4組成整流電路，電容o1和o2組成濾波電容。在這個(gè)電路中，兩個(gè)諧振電感r和變壓器的勵(lì)磁電感m相同。

圖2 隔離雙向混合型LLC變換器

1.2 工作原理

通過(guò)不同的脈寬調(diào)制控制策略，所提出的隔離雙向混合型LLC諧振變換器能實(shí)現(xiàn)三種工作運(yùn)行模式。每種運(yùn)行模式下都可以輸出不同的電壓增益，且電壓增益只和開關(guān)管的工作頻率s有關(guān)。由于雙向?qū)üぷ髟硐嗤时疚闹谎芯科湔驅(qū)üぷ髟?，且二次?cè)電源0視為負(fù)載0電壓。

1）工作模式一，全橋工作模式（Full-bridge LLC converter, FLLC）：在該模式下，變壓器一次側(cè)開關(guān)管Q1、Q4和Q2、Q3以及二次側(cè)開關(guān)管S1、S4和S2、S3以50%占空比同時(shí)開通和關(guān)斷，此時(shí)變換器的主要工作波形如圖3所示。圖4給出了全橋工作模式下變換器各工作模態(tài)等效電路。由于0～2時(shí)段內(nèi)的工作模態(tài)和2～4時(shí)段內(nèi)相同，故本文只給出了0～2時(shí)段內(nèi)的工作原理分析。

圖3 全橋運(yùn)行模式下變換器主要工作波形

圖4 全橋工作模式下各模態(tài)等效電路

式中，s=1/s，由于變壓器電流r在0和2時(shí)刻具有對(duì)稱性，則r(0)=-r(2)，由圖3可知，r(1)=-os/(8m)，所以峰值電流r,pk表示為

輸出電流平均值o與變壓器二次側(cè)整流MOS管間的橋臂電流S,pk關(guān)系式為

由于S,pk近似等于r,pk，故歸一化電壓增益1=o/dc，也可以表示為

其中

由歸一化電壓增益式（9）可知，電壓增益1受開關(guān)頻率s控制，且隨著諧振電感r增大，可以得到輸出寬范圍電壓增益。

2）工作模式二，雙半橋工作模式（Dual-phase half-bridge LLC converter, DLLC）：在該模式下，變壓器一次側(cè)開關(guān)管Q1、Q3和Q2、Q4以及變壓器二次側(cè)開關(guān)管S1、S3和S2、S4以50%的占空比互補(bǔ)開通和關(guān)斷。變壓器T1、T2的一次側(cè)和二次側(cè)并聯(lián)，相當(dāng)于一個(gè)雙半橋LLC諧振變換器。這里使開關(guān)管的工作頻率大于諧振頻率，以保證變壓器一次側(cè)和二次側(cè)所有MOS管均實(shí)現(xiàn)ZVS。圖5給出了雙半橋工作模式下變換器的主要工作波形。圖6給出了該運(yùn)行模式下的兩種工作模態(tài)下的等效電路。0開始之前，變壓器一次側(cè)MOS管Q1和Q3的寄生電容放電至0，因此在0時(shí)刻，Q1和Q3可以實(shí)現(xiàn)ZVS，此時(shí)Q2和Q4關(guān)斷，二次側(cè)MOS管S2和S4處于導(dǎo)通狀態(tài)。至1時(shí)刻，二次側(cè)MOS管S1和S3同理可實(shí)現(xiàn)ZVS。在2時(shí)刻，變壓器一次側(cè)的開關(guān)管Q1和Q3關(guān)斷。

圖5 雙半橋運(yùn)行模式下變換器主要工作波形

圖6 雙半橋工作模式下變換器等效電路

該狀態(tài)下的諧振頻率為

圖7給出了在雙半橋運(yùn)行模式下用基波等效分析（First Harmonic Approximation, FHA）法的等效電路，其中變壓器二次電壓和整流器電流分別為

利用FHA得出歸一化電壓增益為

3）工作模式三，單半橋工作模式（Single-phase half-bridge LLC converter, SLLC）：在該工作模式下，變壓器一次側(cè)MOS管Q3、Q4和二次側(cè)MOS管S3、S4處于關(guān)斷狀態(tài)。變壓器一次側(cè)MOS管Q1、Q2和變壓器二次側(cè)MOS管S1、S2交替開通和關(guān)斷，整個(gè)電路處于半橋工作狀態(tài)。變換器對(duì)應(yīng)的主要工作波形如圖8所示，各模態(tài)對(duì)應(yīng)的等效電路如圖9所示。

該運(yùn)行模式下變換器的諧振頻率為

單半橋工作模式下其基波等效分析的等效電路如圖10所示，由DLLC工作模式的分析，同理可得出該工作狀態(tài)下FHA歸一化電壓增益為

圖8 單半橋運(yùn)行模式下變換器主要工作波形

圖9 單半橋工作模式下變換器等效電路

圖10 單半橋工作模式下基波等效分析的等效電路

本文所提變換器在三種工作模式下都是對(duì)稱運(yùn)行的，反向工作時(shí)需要將一次側(cè)與二次側(cè)的驅(qū)動(dòng)互換，一次側(cè)并聯(lián)兩個(gè)濾波電容，兩個(gè)電容中點(diǎn)與兩個(gè)變壓器中點(diǎn)連接。由于反向工作過(guò)程與正向工作過(guò)程一致，因此本節(jié)不再贅述。

1.3 電壓增益分析

借助Matlab仿真軟件，本文分析了基于SiC MOSFET的隔離雙向混合型LLC諧振變換器在三種工作模式下電壓增益與開關(guān)頻率的關(guān)系?？紤]到變換器雙向?qū)▽?duì)稱性，取變壓器電壓比=1，勵(lì)磁電感m=120mH。

圖11給出了全橋工作模式下變換器歸一化電壓增益與開關(guān)頻率的關(guān)系曲線。由圖11可知，當(dāng)取0=31.25W時(shí)，歸一化電壓增益隨著開關(guān)頻率s增加而降低。且全橋運(yùn)行模式下歸一化電壓增益與諧振電感r有關(guān)，不同的諧振電感取值可得到不同的增益范圍。因而諧振電感r的取值既要滿足寬增益需求，又要滿足工作狀態(tài)下的調(diào)頻范圍，需要綜合考量。

圖11 全橋模態(tài)下歸一化電壓增益

圖12 雙半橋工作模式下歸一化電壓增益

圖13 單半橋工作模式下歸一化電壓增益

2 控制策略

圖14為混合式LLC諧振變換器在不同工作模式下的控制框圖。圖14a為全橋模式下的控制策略，Q1～Q4為變壓器一次側(cè)MOS管，S1～S4為變壓器二次側(cè)MOS管，Q1,4與Q2,3互補(bǔ)導(dǎo)通，而S1,4相對(duì)于Q1,4移相導(dǎo)通，S1,4與S2,3互補(bǔ)導(dǎo)通。三種工作模式的控制框圖相似故不再贅述。在輸出電壓閉環(huán)控制環(huán)路中，輸出電壓0與基準(zhǔn)電壓ref比較，誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器后，得到調(diào)節(jié)器輸出信號(hào)用于調(diào)節(jié)所有開關(guān)管的開關(guān)頻率，最終將變換器輸出電壓控制于基準(zhǔn)電壓值處。

圖14 控制框圖

3 變換器參數(shù)設(shè)計(jì)分析

3.1 諧振參數(shù)設(shè)計(jì)

為保證變壓器一次側(cè)和二次側(cè)MOS管Q1～Q4、S1～S4實(shí)現(xiàn)ZVS，MOS管的關(guān)斷電流應(yīng)高于ZVS，ZVS為在截止時(shí)間d期間完全放電時(shí)，MOS管的輸出電容oss所需的電流。

在全橋工作模式下，輸入阻抗包括r和m，變壓器電流處于峰值狀態(tài)時(shí)，變壓器一次側(cè)MOS管處于關(guān)斷狀態(tài)，故在全橋工作模式下開關(guān)管的關(guān)斷電流最高。因此，本文僅分析雙半橋工作模式和單半橋工作模式中的ZVS條件。

雙半橋工作模式下，當(dāng)開關(guān)管的工作頻率s等于諧振頻率r時(shí)，開關(guān)管的關(guān)斷電流最低。在此狀態(tài)下，開關(guān)管關(guān)斷電流與變壓器勵(lì)磁電流相等，即

由電荷守恒方程可得ZVS表達(dá)式為

在工作模式一（FLLC）時(shí)，所提變換器處于降壓模式，而由工作模式一（FLLC）切換至工作模式二（DLLC）時(shí)，變換器在DLLC運(yùn)行模式下對(duì)應(yīng)的歸一化電壓增益2最大為1。為了實(shí)現(xiàn)兩種工作模式切換過(guò)程中變換器的功率相等或變化不大，變換器在兩種工作模式下的增益應(yīng)當(dāng)接近或相等，在保證工作模式二實(shí)現(xiàn)ZVS前提下，取變換器在FLLC運(yùn)行模式下的歸一化電壓增益1=0.75，其中=r/m=0.11，進(jìn)而求得諧振電感r=13.5mH，這樣既能保證諧振電感較小利于集成在隔離變壓器中，又能滿足工作模式一（FLLC）和工作模式二（DLLC）的增益要求，同時(shí)也保證了兩種工作模式在轉(zhuǎn)換過(guò)程中實(shí)現(xiàn)平穩(wěn)過(guò)渡。圖15給出了雙半橋模式下，取不同值時(shí)歸一化增益與歸一化開關(guān)頻率的關(guān)系曲線，由圖15可知，歸一化增益范圍隨增加而減少。本實(shí)驗(yàn)中取 =0.11，諧振電感r=Lm，諧振電容根據(jù)式（10）求得。因此，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)理論參數(shù)見(jiàn)表1。

圖15 R0=100W 時(shí)，雙半橋模式下歸一化增益曲線

表1 理論參數(shù)

Tab.1 The theoretical parameters

3.2 變壓器設(shè)計(jì)

為保證雙向LLC諧振變換器穩(wěn)定運(yùn)行，將優(yōu)化為0.11，m=120mH，諧振電感為13.5mH，諧振電容82nF。變壓器型號(hào)為PQ40/40，材料為DMR95，選自東陽(yáng)磁業(yè)集團(tuán)公司（DMEGC）?？紤]到變換器雙向工作，高頻變壓器的一次、二次側(cè)匝數(shù)p和s相等都設(shè)置為16，即

式中，max為最大磁通密度；e為磁心有效截面積。

式中，為變壓器匝數(shù)；0=4p×10-7H/m為空氣磁導(dǎo)率；e=702mm2。

3.3 器件應(yīng)力分析

3.3.1 開關(guān)管電壓電流應(yīng)力

在本文三種工作模式下，流經(jīng)變壓器一次側(cè)MOS管的電流有效值Q_RMS與諧振電感電流有效值Ir_RMS相等。流經(jīng)變壓器二次側(cè)MOS管的電流有效值S_RMS與輸出電流有效值0_RMS相等。

在全橋工作模態(tài)下，結(jié)合式（3）和式（6），流經(jīng)變壓器一次側(cè)開關(guān)管電流有效值Q_RMS1可表示為

在雙半橋工作模式下，流經(jīng)變壓器一次側(cè)開關(guān)管電流有效值Q_RMS2可表示為

在單半橋工作模式下，流經(jīng)變壓器一次側(cè)開關(guān)管電流有效值Q_RMS3可表示為

對(duì)于流經(jīng)變壓器二次側(cè)MOS管的電流有效值，三種模式下的S_RMS均可表示為

3.3.2 諧振電容r電壓應(yīng)力

全橋工作模式時(shí)諧振電容r不參與電路運(yùn)行，故本節(jié)只討論雙半橋和單半橋模式時(shí)諧振電容的電壓應(yīng)力。忽略死區(qū)時(shí)間，諧振電容r僅在LC諧振階段有充放電作用。在進(jìn)入死區(qū)時(shí)間2～3時(shí)，諧振電容兩端電壓Vr達(dá)到最大值。

在雙半橋工作模式下，諧振電容r兩端的電壓的有效值Vr_RMS2均表示為

在單半橋工作模式下，諧振電容r兩端的電壓的有效值Vr_RMS3均表示為

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證所提出的基于SiC器件的隔離雙向混合型LLC諧振變換器可行性，按照?qǐng)D2所示的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，制作了一臺(tái)雙向運(yùn)行的800W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。具體實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)見(jiàn)表2。圖16給出了該雙向混合型LLC諧振變換器樣機(jī)。

表2 樣機(jī)參數(shù)

Tab.2 Specifications of the prototype

圖16 雙向混合型LLC諧振變換器樣機(jī)

圖17為全橋模式正向工作時(shí)，輸入電壓為300V、負(fù)載電阻=100W情況下變壓器一次側(cè)開關(guān)管Q1的柵源電壓GS、漏源電壓DS、諧振電感電流ir以及諧振電容電壓Vr的實(shí)驗(yàn)波形。由圖17可知，開關(guān)管Q1可以實(shí)現(xiàn)ZVS。由于變壓器一次側(cè)開關(guān)管Q1～Q4工作狀態(tài)完全一致，因而一次側(cè)其他開關(guān)管Q2、Q3、Q4亦可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

圖17 全橋模式下Vdc=300V時(shí)滿載下正向?qū)嶒?yàn)波形

圖18為全橋模式下變換器反向工作時(shí)，變壓器二次側(cè)MOS管S1的柵源電壓GS、漏源電壓DS、諧振電感電流ir以及諧振電容電壓Vr的實(shí)驗(yàn)波形。從圖18可知，開關(guān)管S1可以實(shí)現(xiàn)ZVS，由于變壓器二次側(cè)開關(guān)管S1～S4工作狀態(tài)完全一致，因而變壓器二次側(cè)其他開關(guān)管可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。圖19～圖22分別為雙半橋工作模式和單半橋工作模式下變換器正向和反向運(yùn)行的實(shí)驗(yàn)波形。從實(shí)驗(yàn)波形可以看出，在三種工作運(yùn)行模式下，無(wú)論正向工作或反向工作，諧振電感電流波形和諧振電容電壓波形相似，和仿真結(jié)果一致，且在柵源驅(qū)動(dòng)電壓GS到來(lái)之前，漏源電壓DS已經(jīng)降為0，即可使所有MOS管實(shí)現(xiàn)ZVS。

圖23為三種運(yùn)行模式正向工作時(shí)相互轉(zhuǎn)換的波形。由圖23可以看出，三種工作運(yùn)行模式下可以自由切換，模式一（FLLC）轉(zhuǎn)至模式三（SLLC），開關(guān)頻率由100kHz瞬時(shí)增加至170kHz，模式三（SLLC）轉(zhuǎn)至模式二（DLLC），開關(guān)頻率由170kHz再增加至240kHz。通過(guò)工作模式切換讓開關(guān)頻率獲得較大的變化范圍，且因?yàn)槟Ｊ饺⊿LLC）屬于單半橋工作，因此選擇模式三過(guò)渡時(shí)可減少變壓器一次側(cè)和二次側(cè)一半數(shù)量開關(guān)管的使用損耗。圖24給出了三種運(yùn)行模式下正向工作時(shí)在不同輸出功率下的實(shí)驗(yàn)效率。全橋工作模式下效率隨輸出功率的增加而增加，滿載效率為96.16%；雙半橋模式下效率曲線有一定起伏且隨著輸出功率增加，效率曲線逐漸趨于平穩(wěn)，其最高效率為97.9%；單半橋運(yùn)行模式下效率曲線穩(wěn)定，滿載時(shí)為96.35%。

圖18 全橋模式下Vdc=300V時(shí)滿載下反向?qū)嶒?yàn)波形

圖19 雙半橋模式下Vdc=300V時(shí)滿載下正向?qū)嶒?yàn)波形

圖20 雙半橋模式時(shí)Vdc=300V的滿載下反向?qū)嶒?yàn)波形

圖21 單半橋模式時(shí)Vdc=300V的滿載下正向?qū)嶒?yàn)波形

圖22 單半橋模式時(shí)Vdc=300V的滿載下反向?qū)嶒?yàn)波形

圖23 工作模式轉(zhuǎn)換的動(dòng)態(tài)過(guò)程

圖24 不同運(yùn)行模式下變換器正向工作效率曲線

5 結(jié)論

針對(duì)DAB變換器軟開關(guān)范圍窄、開關(guān)頻率低等存在的問(wèn)題，本文提出了一種適用于可再生能源分布式發(fā)電系統(tǒng)的混合式LLC諧振變換器。所提變換器可以在三種不同工作模式下運(yùn)行且不需要增加額外的開關(guān)管，每種工作模式無(wú)論正向運(yùn)行或是反向運(yùn)行，變壓器一次側(cè)和二次側(cè)所有開關(guān)管都可以實(shí)現(xiàn)ZVS，實(shí)現(xiàn)了高效的雙向功率轉(zhuǎn)換和寬電壓增益調(diào)節(jié)。本文為所提變換器提供了設(shè)計(jì)參考，并搭建了一臺(tái)800W基于SiC MOSFET的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)來(lái)驗(yàn)證所提拓?fù)浜屠碚摲治龅目尚行院蛢?yōu)越性。

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Isolated Bidirectional Hybrid LLC Converter Based on SiC MOSFET

（College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

The traditional dual active bridge DC-DC converter has the problems of narrow switching range and low switching frequency. Therefore, an isolated bidirectional hybrid LLC resonant converter is proposed for the energy storage structure of renewable energy distributed power generation systems. The converter can operate in three modes of full-bridge LLC converter (FLLC), dual-phase half-bridge LLC converter (DLLC) and single-phase half-bridge LLC converter (SLLC) by different modulation schemes without using additional devices. With the help of the magnetizing inductance of transformer, three different operating modes can realize the zero-voltage switching turn-on for all the MOSFETs on primary and secondary sides, regardless of the forward or backward operation, which can reduce the turn-on loss of switches, achieve high-efficiency bidirectional power conversion and wide voltage gain adjustment, and improve the efficiency of the converter under light load. And these three operating modes can be smoothly and stably transitioned. Finally, an 800W experimental prototype based on Silicon Carbide (SiC) devices is built. The experimental results verify the feasibility, effectiveness and stability of the proposed circuit topology and its control method.

LLC resonant converter, distributed generation system, bidirectional operation, zero-voltage switching, SiC device

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211378

TM46

中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)（1003-56XAA21057）和南京航空航天大學(xué)科研啟動(dòng)基金（1003-YAH19087）資助項(xiàng)目。

2021-09-03

2021-11-01

朱小全 男，1990年生，講師，碩士生導(dǎo)師，研究方向新能源功率電子變換技術(shù)。E-mail: ijruexq@nuaa.edu.cn（通信作者）

劉 康 男，1998年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)。E-mail: liukang@nuaa.edu.cn

（編輯 陳 誠(chéng)）