面向高峰均比低頻脈沖功率負載的脈沖電流補償器及其控制方法

楊 帆 李 林 朱建鑫 吳紅飛

面向高峰均比低頻脈沖功率負載的脈沖電流補償器及其控制方法

楊 帆1李 林2,3朱建鑫1吳紅飛2

（1. 南京郵電大學自動化學院、人工智能學院 南京 210023 2. 南京航空航天大學自動化學院 南京 210016 3. 南京晨光集團有限公司 南京 210006）

高峰均比低頻脈沖功率負載給機載交直流電源系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運行帶來挑戰(zhàn)。該文提出面向高峰均比低頻脈沖功率負載的脈沖電流補償器，利用雙向AC-DC變換器和小容量儲能電容實現(xiàn)高峰均比脈沖負載電流與交流源輸出電流的解耦，同時實現(xiàn)低頻脈動電流和高頻諧波電流補償，使得交流源僅需提供平穩(wěn)的負載平均功率。為了改善脈沖電流補償器對脈沖負載電流的補償精度，減小解耦電容電壓在脈沖負載功率突變時的過沖和跌落，提出了解耦電容電壓和脈沖電流基準前饋相結合的控制方法。該文詳細分析脈沖電流補償器的工作原理和特性，并通過實驗驗證了所提出的脈沖電流補償器及其控制方法的有效性。

脈沖電源 脈沖電流補償器 雙向交直流變換器 前饋控制

0 引言

多電/全電飛機是當前航空技術發(fā)展的主要方向[1-2]。相比于傳統(tǒng)飛機，多電/全電飛機發(fā)電機功率容量明顯增加，這為搭載諸如大功率相控陣雷達、電子戰(zhàn)裝備等新型機載電子裝備創(chuàng)造了條件[3]。然而，大功率雷達等對于通信、作戰(zhàn)等不同模式需求的功率明顯不同。同時雷達收發(fā)組件在信號接收模式功率很小，但在信號發(fā)射模式功率很大，使其呈現(xiàn)出強脈沖功率負載特性[4-5]：負載峰均功率比甚至能達到10倍以上；脈沖通常在數(shù)Hz到數(shù)十Hz波動，波動頻率低且不固定；脈沖功率起停、切換速度極快，在數(shù)十ms內即能實現(xiàn)模式切換。

相比于有源整流，無源整流以其特有的結構簡單、可靠性高、效率高的優(yōu)勢而廣泛應用于各類裝備電源系統(tǒng)[6-7]。針對上述脈沖負載，可以將三相交流源經(jīng)整流后進行供電，脈沖負載交直流供電系統(tǒng)如圖1所示。然而，高峰均比脈沖功率負載的高峰值功率、低頻脈動特性將對交直流電源系統(tǒng)造成強諧波電流、電壓失穩(wěn)等一系列問題[8-9]。而負載的低頻脈動特性對電源系統(tǒng)形成反復加卸載效應，甚至會造成發(fā)電機共振、斷軸等嚴重事故[10-11]，嚴重威脅裝備電源系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運行。為了消除高峰均比低頻脈沖功率對交流源側的負面影響，有必要引入脈沖功率主動平抑環(huán)節(jié)。

圖1 脈沖負載交直流供電系統(tǒng)

針對單相交直流電源系統(tǒng)中的二次功率脈動問題，國內外學者提出了一系列二次脈動功率主動抑制電路及其控制方法[12-13]，其本質是利用雙向電路將二次脈動功率轉移至電容、電感等儲能元件，并利用儲能元件電壓或電流的大幅波動來減小所需儲能元件的體積、質量。根據(jù)二次脈動功率主動抑制電路的實現(xiàn)方式，可以是獨立的雙向直流變換器，也可以與單相逆變器、整流器或者其他直流變換器集成為一體[14-16]。相比于將脈動功率主動抑制電路與整流器、逆變器或者直流變換器集成為一體的方式，采用獨立雙向直流變換器的解決方案對負載功率波動具有更好的適應性，它不僅適用于單相交直流電源系統(tǒng)二次脈動功率抑制，也適用于負載功率高峰均比低頻脈動的直流電源系統(tǒng)[17]。然而，對于圖1所示的交直流電源系統(tǒng)，若采用雙向直流變換器的脈動功率抑制方案，則雙向直流變換器只能并聯(lián)于負載側。一方面，受負載側體積、質量的限制，很難將脈沖功率主動平抑電路與負載就近配置在一起；另一方面，脈動功率主動平抑電路也無法對無源整流器引起的高頻諧波進行有效補償。有源濾波器是應對三相交流系統(tǒng)高頻諧波的有效方案[18-19]，但不能直接用于高峰值功率低頻脈動功率的平抑。

本文提出了兼具高峰均比低頻脈動電流和高頻諧波電流平抑的電流補償器，設計了相應的電壓電流控制策略，消除了高峰均比低頻脈動功率對交流源的負面影響。

1 電路結構與工作原理

圖2給出了加入電流補償器的脈沖負載交直流電源系統(tǒng)。圖中，Sx為三相交流源提供的電流，Lx為負載交流側電流，i為電流補償器輸出電流，= a, b, c，dc為負載側電壓，s為解耦電容s上的 電壓。

圖2 帶電流補償器的脈沖負載交直流電源系統(tǒng)

交流源經(jīng)無源整流后向脈沖負載供電，為了消除高峰均比低頻脈動功率對交流源的負面影響，基于原有供電系統(tǒng)的基礎上，在交流源輸出側并接由三相三電平雙向AC-DC變換器和解耦電容s構成的電流補償器。從圖中可以看到，電流補償器的電路結構和接入方式與傳統(tǒng)的有源濾波器類似，但與有源濾波器僅對高頻諧波電流進行補償明顯不同，本文所研究的電流補償器將同時對高頻諧波電流和負載低頻脈動電流進行補償，因此從工作過程、電壓電流控制方法和設計實現(xiàn)考慮，均與傳統(tǒng)的有源濾波器有明顯差異。

圖3給出了電流補償器的主要工作波形，圖中，o為負載瞬時功率，p、v、av分別為脈沖負載峰值、谷值、平均功率，Lx為負載交流側電流，Sx為交流源電流，i為電流補償器輸出電流，vs為解耦電容電壓，Dvs為解耦電容電壓變化量，1、2分別為脈沖峰值和谷值持續(xù)時間。脈沖峰值時間段內，負載瞬時功率遠大于平均功率av，電流補償器工作在逆變模式，釋放解耦電容中儲存的能量補償負載電流和交流源輸出電流的差值，解耦電容電壓vs下降。脈沖谷值時間段內，負載瞬時功率低于平均功率，電流補償器工作在整流模式，將交流源輸出功率與負載功率的差值轉移至解耦電容，電容電壓vs上升。同時，在整個負載周期內，電流補償器都始終補償無源整流電路導致的高頻諧波電流，從而使得交流源只需輸出平穩(wěn)的正弦波電流。

圖3 主要工作波形

2 電流補償器控制方法

圖4給出了脈沖電流補償器的控制框圖，圖中，LdH為負載交流側電流的d軸分量的交流量，Lq為負載交流側電流的q軸分量，s_ea為解耦電容電壓控制器的輸出，a、b和c分別為電流補償器的三相電壓調制波，vs1和vs2分別為分壓電容s1和s2上的電壓，SHx和SZx為電流補償器的開關管。

控制系統(tǒng)由解耦電容電壓控制、補償電流基準產(chǎn)生、補償電流跟蹤控制和PWM等部分構成。電流補償器采用電壓電流雙環(huán)控制，其中，電壓外環(huán)用于調節(jié)解耦電容電壓，電流內環(huán)則直接調節(jié)電流補償器的輸出電流，使得補償器輸出功率等于負載功率的交流分量。

圖4 脈沖電流補償器控制框圖

1）解耦電容電壓控制

圖5 解耦電容電壓控制框圖

2）補償電流基準產(chǎn)生

電流補償器的最終目標是使交流源側輸出功率保持恒定，脈沖負載所引起的低頻交流功率以及高頻諧波電流、無功電流等都由電流補償器提供。補償電流基準產(chǎn)生環(huán)節(jié)的作用，即為獲取補償電流的參考值。

假設交流源側電壓穩(wěn)定，在dq坐標系下，脈沖負載在交流側引起的功率波動表現(xiàn)為三相電流的d軸分量波動。因此，整流器三相輸入電流Lx的d軸分量的交流量，同時包含了電流補償器需要提供的低頻脈動電流和高頻諧波電流。而整流器三相輸入電流Lx的q軸分量，則代表了負載在交流源側引起的無功電流分量，該無功電流也可以由電流補償器提供?；谏鲜龇治?，圖6給出了補償電流基準產(chǎn)生環(huán)節(jié)的構成框圖。圖6中，在dq軸坐標系下，三相電流d軸分量Ld經(jīng)低通濾波器后獲得其直流分量Ld，將d軸分量瞬時值Ld與低通濾波器的輸出直流量Ld做差，即得到三相輸入電流d軸分量的交流量LdH。而三相電流的q軸分量Lq則直接作為補償器輸出電流對應q軸的基準值。

圖6 補償電流基準產(chǎn)生框圖

需要特別說明的是，為了獲取補償電流在d軸下的直流分量，圖6中低通濾波器的截止頻率要遠低于負載脈動功率的最低重復頻率。在負載功率突變時，d軸電流基準中將存在直流分量，使得解耦電容電壓出現(xiàn)大幅度下降或上升，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。針對該問題，第3節(jié)將進行詳細分析并給出解決方案。

3）補償電流控制環(huán)

補償電流控制框圖如圖7所示。三相輸入電流d軸分量的交流量LdH疊加解耦電容電壓環(huán)s_ea的輸出，作為最終補償器輸出電流在d軸的基準值。d軸的基準值與q軸的基準值Lq分別與電流補償器輸出電流i的d軸分量id及q軸分量iq進行比較和控制。為了使補償電流控制環(huán)能夠快速響應負載脈動功率，同時對三相電流中的5次、7次等高頻諧波有較好的補償效果，本文采用了比例-積分-諧振（Proportional Integral Resonant, PIR）控制器，控制器的輸出d和q經(jīng)坐標變換后，得到電流補償器三相電壓調制波a、b和c。

圖7 補償電流控制框圖

4）PWM

本文采用載波PWM策略，如圖8所示，其工作原理與傳統(tǒng)三相三電平變換器相同。然而，由于解耦電容電壓隨負載功率脈動而大幅度低頻波動，變化的直流側電壓將引起環(huán)路增益的波動。根據(jù)已有分析，對三相三電平變換器的任一相，PWM環(huán)節(jié)和高頻開關橋臂的增益可以表示為

3 改善動態(tài)補償性能的控制方法

根據(jù)第2節(jié)可知，交流側電流d軸分量經(jīng)低通濾波器后，與其瞬時值作差即可得到補償電流基準為

式中，LPF()為低通濾波器的傳遞函數(shù)，相應的轉折頻率為LPF，其表達式為

環(huán)節(jié)1-LPF()引起的相位滯后可以表示為

因此，最終得到的補償電流基準d軸分量與實際的補償電流基準d軸分量的相對誤差為

由式（7）可知，若要使得補償電流基準的相對誤差限制在1%以內，則低通濾波器的轉折頻率應不高于1%脈沖重復頻率。這將導致低通濾波器的動態(tài)響應很慢。

圖9給出了脈沖功率突增時的工作波形。在+1周期，由于脈沖重復頻率或脈沖峰谷值持續(xù)時間變化，導致脈沖負載平均功率由o_av(n)變?yōu)閛_av(n+1)。理想的補償器功率為負載功率o的交流分量C_idea，但由于低通濾波器和電壓環(huán)不能及時響應，使得實際補償基準C中存在正向直流分量C_av，因此在脈沖重復周期內電流補償器釋放能量大于吸收能量，儲能電容電壓下降。若電容電壓最小值smin下降至交流側電壓峰值以下時，電流補償器不能正常工作，將失去補償效果；反之，當脈沖功率突然減少時，低通濾波器及電壓環(huán)的慢速響應能力將導致儲能電容電壓快速上升，可能造成系統(tǒng)過電壓失效。雖然通過大幅增加儲能電容的容值，可以在一定程度上緩解低通濾波器響應速度慢導致的電容電壓快速上升或跌落，但會導致解耦電容體積、質量過大。為了解決負載功率大幅變化時可能引起的電容電壓大幅過沖和跌落，本文提出了以下兩個改善方法。

圖9 脈沖功率突增時的工作波形

1）基準前饋控制

本文首先采用了脈沖電流基準前饋控制的方法。脈沖功率突增時的工作波形如圖9所示，脈沖負載變化前后的平均功率分別為o_av(n)和o_av(n+1)分別為

式中，、+1和+2分別為第、+1和+2個周期的時間；pn和vn分別為第個周期負載處于峰值和谷值的時間；p(n+1)和v(n+1)分別為第+1個周期負載處于峰值和谷值的時間。

為了解決系統(tǒng)響應不及時導致的補償基準中存在正向直流分量C_av的問題，可以在原補償電流基準LdH中，通過前饋方式減去脈沖功率突變引起的直流分量。脈沖功率變化前后的負載平均功率差值

引入脈沖電流基準前饋的補償電流基準產(chǎn)生框圖如圖10所示。圖中，Vo和io分別為脈沖負載電壓和電流。在Tn+2周期的初始時刻，引入前兩個周期負載平均功率差值對應的基準電流直流分量差值，得到新的電流基準iLdH為

引入基準前饋后，突增負載導致的解耦電容電壓最小值smin下將比引入前饋前有明顯改善。

2）電壓限幅控制

圖11 帶快速環(huán)的解耦電容電壓控制框圖

4 實驗結果

為了驗證本文所提出的電流補償器及其控制方法的有效性，研制了實驗樣機并進行了實驗驗證。系統(tǒng)輸入輸出關鍵參數(shù)見表1。樣機采用的數(shù)字控制芯片為TI公司的TMS320F28335，電流補償器中IGBT選用型號為IKW30N65H5，濾波電感L= 1.6mH（=a, b, c），濾波電容C=4μF，開關頻率C= 20kHz，解耦電容s=0.47mF，解耦電容電壓范圍vs為285～400V。

表1 交流輸入源及負載相關參數(shù)

Tab.1 The relationship between voltages and currents in different intervals

圖12給出了不同脈沖負載頻率下加入電流補償器后的穩(wěn)態(tài)波形。圖中，p為輸出側電流波形。從圖中可以看出，解耦電容電壓vs隨脈沖負載狀態(tài)寬幅波動，在脈沖功率峰值期間，s與交流源一起向脈沖負載供電，vs下降；在脈沖功率谷值期間，交流源向解耦電容s和脈沖負載供電，vs上升；未經(jīng)電流補償器補償?shù)恼鳂蜉斎腚娏鱈a包含脈沖尖峰電流和高頻諧波，而經(jīng)補償后的交流源輸入電流Sa為穩(wěn)定的正弦波形，顯著改善了交流輸入源的電能質量。

圖12 穩(wěn)態(tài)波形

圖13給出了動態(tài)補償性能改善前的電流補償器動態(tài)波形。從圖中可以看出，當脈沖負載頻率提高引起負載平均功率突增時，解耦電容電壓vs大幅跌落，導致電流補償器工作異常，交流源輸入電流Sa得不到有效補償，供電電能質量變差。

圖14給出了動態(tài)補償性能改善后的電流補償器動態(tài)波形，圖14a～圖14d分別為脈沖功率谷值時間增加、脈沖功率谷值時間減少、脈沖功率峰值時間增加和脈沖功率峰值時間減少而引起負載平均功率突變時的實驗波形。從圖中可以看出，加入改善措施后，電流補償器能夠快速響應負載功率波動，避免了負載平均功率突變對解耦電容電壓造成的影響。實驗結果表明，本文所提出的補償電流基準前饋控制方法的有效性。

圖13 動態(tài)性能提升前的動態(tài)波形

5 結論

針對帶低頻脈沖負載的三相交直流電源系統(tǒng)，本文研究了一種兼具低頻脈動電流和高頻諧波電流補償功能的電流補償器。本文詳細分析了電流補償器的基本電路結構和工作原理，提出了相應的調制控制策略。在此基礎上，為了改善系統(tǒng)在脈沖負載功率大幅變化時的動態(tài)性能，提出了基準前饋控制方法。實驗結果表明，采用本文所提出的方案，實現(xiàn)了三相交直流電源系統(tǒng)中12.5～25Hz低頻脈沖負載電流的有效補償，采用所提出的基準前饋控制方法，使得控制器能夠在單個脈沖負載周期內響應負載功率變化，避免了脈沖負載功率突變時的解耦電容電壓大幅波動，消除了負載低頻脈動功率對交流輸入源的負面影響。

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A Pulsed Current Compensator and Control Strategy for High Peak-to-Average-Ratio Low Frequency Pulsed Load

12,312

（1. College of Automation & College of Artificial Intelligence Nanjing University of Posts and Telecommunications Nanjing 210023 China 2. College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China 3. Nanjing Chenguang Group Co. Ltd Nanjing 210006 China）

The pulsed power load with high peak-to-average ratio and low-frequency brings challenges to the safe and stable operation of airborne AC-DC power systems. A pulse current compensator for high peak-to-average ratio and low frequency pulse power loads is proposed in this paper. A bi-directional AC-DC converter and a small capacity energy storage capacitor are used to decouple the high peak-to-average ratio pulse load current from the output current of the AC source, and the compensation of low frequency pulsating current and high frequency harmonic current is realized, so that the AC source only needs to provide stable average load power. In order to improve the compensation accuracy of the pulse current compensator and reduce the overshoot and dip of the decoupling capacitor voltage during the sudden change of the pulse load power, a control method combining the decoupling capacitor voltage and the pulse current reference feedforward is proposed. The operation principle and characteristics of the pulse current compensator are analyzed in detail, and the effectiveness of the proposed compensator and its control method is verified through experiments.

Pulsed power supply, pulse current compensator, bi-directional AC-DC converter, feedforward control

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211352

TM46

南京郵電大學引進人才科研啟動基金（NY220144, NY220148）、國家自然科學基金（51977105, U2141227）和江蘇省青藍工程資助項目。

2021-08-27

2021-11-08

楊 帆 女，1985年生，博士，講師，研究方向為電力電子與電力傳動。E-mail: yangfan@njupt.edu.cn

朱建鑫 男，1991年生，博士，講師，研究方向為電力電子與電力傳動。E-mail: zhujianxin@njupt.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）