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    IGBT損耗和溫度估算

    2022-08-12 04:19:02吳志紅何耀華
    微特電機(jī) 2022年7期
    關(guān)鍵詞:結(jié)溫熱阻導(dǎo)通

    吳志紅,何耀華

    (同濟(jì)大學(xué) 汽車學(xué)院,上海 201907)

    0 引 言

    隨著新能源汽車的大力發(fā)展,功率器件的封裝逐漸向大電流、低阻通、小型化方向發(fā)展,IGBT以其開關(guān)頻率高、導(dǎo)通壓降低等特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用在電氣設(shè)備電能轉(zhuǎn)換裝置中。在混合動(dòng)力汽車和純電動(dòng)汽車中,IGBT模塊的結(jié)溫是決定逆變器可靠性的關(guān)鍵,也直接決定了模塊的最大輸出功率能力。

    本文以Infineon HybridPACKTM驅(qū)動(dòng)模塊FS820R08A6P2B為例[1-3],模塊的理論最大集電極輸出電流定義在連續(xù)電流有效值820 A。但數(shù)據(jù)手冊[2]定義最大Icnom=450 A,這是在水溫80 ℃下定義的。也就是說,當(dāng)集電極電流有效值450 A,其模塊損耗產(chǎn)生的溫升使IGBT結(jié)溫達(dá)到175 ℃,也就達(dá)到了最大工作結(jié)溫。結(jié)溫取決于損耗、水溫和散熱,即當(dāng)損耗、水溫更低,散熱更理想時(shí),模塊實(shí)際可以短時(shí)間輸出比標(biāo)稱更大的電流,在電機(jī)上產(chǎn)生更大的轉(zhuǎn)矩。IGBT模塊的損耗由IGBT芯片和二極管芯片的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗組成,大功率模塊內(nèi)的引線電阻造成的損耗也不能忽略,要一并計(jì)入模塊損耗。損耗的變化會(huì)引起IGBT和二極管結(jié)溫的變化,當(dāng)負(fù)載電流增加,結(jié)溫會(huì)顯著升高。結(jié)溫超出一定范圍會(huì)使IGBT絕緣柵失去絕緣能力。鍵合線受到溫度應(yīng)力,經(jīng)歷功率周次后會(huì)引起鍵合線脫焊和斷裂甚至損壞。位于芯片和散熱器之間的絕緣陶瓷基板,由于其熱膨脹系數(shù)不同,在溫度變化下會(huì)產(chǎn)生裂紋,導(dǎo)致模塊整體散熱效果變差,進(jìn)而導(dǎo)致IGBT超過最高結(jié)溫失效[5]。另一方面,在電動(dòng)機(jī)低轉(zhuǎn)速起動(dòng)時(shí),由于IGBT和反向二極管交替長時(shí)間導(dǎo)通,會(huì)產(chǎn)生較大的結(jié)溫波動(dòng),也會(huì)使鍵合線失效。在實(shí)際應(yīng)用過程中,新能源汽車水溫一般在65 ℃左右,且隨散熱、損耗變化。為了使電動(dòng)車輸出更高功率,同時(shí)保證其可靠性及安全性,對于IGBT模塊的最高結(jié)溫和結(jié)溫紋波的正確估算尤為關(guān)鍵[6]。

    要得到IGBT的結(jié)溫,首先要對IGBT的損耗進(jìn)行計(jì)算,然后加入IGBT模塊實(shí)際的熱模型,在一定的散熱條件下可以算出結(jié)溫[7]。IGBT的損耗分成兩個(gè)部分:開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。導(dǎo)通損耗是由負(fù)載電流、IGBT 飽和壓降和調(diào)制方法決定的[8-11]。本文將對損耗的數(shù)值計(jì)算方法進(jìn)行推導(dǎo),并通過結(jié)溫實(shí)驗(yàn)與數(shù)學(xué)模型進(jìn)行對比。

    1 IGBT損耗模型建立

    當(dāng)Uge之間被加上脈沖信號,便對CGE開始充電,VGE開始上升,上升過程的時(shí)間常數(shù)由CGE和柵極驅(qū)動(dòng)網(wǎng)路的電阻所決定,一旦VGE達(dá)到開啟電壓VGE(th)后,集電極電流Ic則開始上升。開通延遲時(shí)間td(on)被定義為從VGE上升至閾值電壓VGE(th)開始,到IC上升至集電極電流的10%為止。此后,集電極電流Ic持續(xù)上升,到Ic上升至集電極電流的90%時(shí),這段時(shí)間稱為上升時(shí)間tr。開通延遲時(shí)間td(on)與上升時(shí)間tr之和被為開通時(shí)間ton。在整個(gè)開通時(shí)間內(nèi),電流逐漸上升,而集電極-發(fā)射極之間的壓降仍然十分可觀,因此主要的開通損耗產(chǎn)生于這一時(shí)間內(nèi)。

    本文基于數(shù)學(xué)方法的功率損耗模型并以雙脈沖測試為基礎(chǔ)進(jìn)行功率損耗研究,得出功率損耗與IGBT模塊自身參數(shù)之間的關(guān)系,有效且準(zhǔn)確性較高。IGBT功率損耗主要來自飽和導(dǎo)通狀態(tài)下電阻產(chǎn)生的損耗和開關(guān)在通斷過程中電流和電壓變化不同步引起的損耗。

    (1)

    式中:T0為輸出時(shí)間周期;Econd為導(dǎo)通損耗;Eon為開關(guān)開通瞬間能量損耗;Eoff為開關(guān)關(guān)斷瞬間能量損耗;pav為模塊平均功率損耗;pcond為導(dǎo)通功率損耗;psw為開關(guān)功率損耗。

    1.1 IGBT導(dǎo)通及開關(guān)損耗模型

    (1)IGBT導(dǎo)通損耗

    導(dǎo)通損耗是導(dǎo)通過程中由于飽和壓降的存在,而飽和壓降與導(dǎo)通時(shí)壓降、占空比、開關(guān)頻率以及結(jié)溫有密切關(guān)系。

    (2)

    式中:i(t)=isin(ωt)為正弦負(fù)載電流;vCE(t)=VCE0+ri(t)。

    (3)

    (2) IGBT開關(guān)損耗

    為精確獲取IGBT的開關(guān)特性,需要搭建IGBT模塊的半橋電路進(jìn)行雙脈沖測試,開通時(shí)和關(guān)斷時(shí)能量損失Eon和Eoff對開關(guān)損耗有直接影響,除此之外,開關(guān)損耗還與開關(guān)頻率有關(guān)。開通過程中的能量損耗定義為在時(shí)間跨度為T0情況下,集電極電流從正常值的10%到集射極電壓下降到正常值的2%結(jié)束。關(guān)斷過程中的能量損耗定義為Eoff對應(yīng)的時(shí)間,從Uce上升到正常值的10%開始,集電極電流下降到正常值的2%結(jié)束。

    (4)

    式中:fsw,IGBT為開關(guān)頻率;Eon,IGBT,Eoff,IGBT分別為開關(guān)開通和關(guān)斷時(shí)的能量損失,需通過實(shí)驗(yàn)測試獲得;T0為開通到關(guān)斷時(shí)的一個(gè)周期。

    Esw,IGBT(i(t))=Eon,IGBT(Inom,Vnom)+

    (5)

    式中:Inom為標(biāo)稱電流;Vdc為直流母線電壓;Vnom為額定電壓;Eon,IGBT(Inom,Vnom)為額定電流和額定電壓下的開關(guān)開通能量損耗;Eoff,IGBT(Inom,Vnom)為額定電流和額定電壓下的開關(guān)關(guān)斷能量損耗。對于不同應(yīng)用場合,開通和關(guān)斷時(shí)的能量損耗是不相同的,根據(jù)不同工況需求,進(jìn)行雙脈沖測試獲得。

    1.2 二級管導(dǎo)通及開關(guān)損耗

    (1)導(dǎo)通損耗模型

    (6)

    式中:T0為一個(gè)開關(guān)周期;vCE為集射極電壓;τ(t)為開通時(shí)間。

    (2)開關(guān)損耗模型

    (7)

    (8)

    式中:Erec(Inom,Vnom)為二極管反向恢復(fù)能量損耗。

    1.3 雙脈沖測試

    為了準(zhǔn)確建立IGBT損耗模型,對開關(guān)過程中的通態(tài)及斷態(tài)損耗進(jìn)行雙脈沖測試。如圖1所示,測試臺(tái)架主要由可調(diào)直流電源、電容組、電感以及IGBT模塊及驅(qū)動(dòng)電路組成。第一個(gè)脈沖用于建立一個(gè)初始電流值,例如數(shù)據(jù)手冊中的額定電流,在零電流開通條件下,脈沖時(shí)長大約50 μs,需要的負(fù)載空心電感大約35 μH。第一個(gè)脈沖的關(guān)斷即IGBT的關(guān)斷特性也是二極管的正向?qū)ㄩ_啟,通過讀取下降沿波形可以查看IGBT關(guān)斷時(shí)是否有振蕩,是否存在過高的電壓過沖。第一個(gè)脈沖的關(guān)斷到第二個(gè)脈沖的開通之間是由二極管續(xù)流構(gòu)成的,IGBT只有無法觀測到的漏電流,負(fù)載側(cè)有可以觀測的電流,這段時(shí)間設(shè)得很短,大約10 μs,所以電流在負(fù)載上消耗的功率很小??梢园l(fā)現(xiàn),第二次開通的電流大致與第一個(gè)脈沖關(guān)斷的電流相等。第二個(gè)脈沖上升沿是IGBT在一定電流下的開通,對應(yīng)的續(xù)流二極管完成反向恢復(fù)。第二個(gè)脈沖寬度在10 μs左右,以免關(guān)斷電流超過器件最大關(guān)斷電流。雙脈沖測試參數(shù)如表1所示。

    圖1 雙脈沖測試設(shè)備

    表1 IGBT模塊雙脈沖測試參數(shù)

    IGBT損耗特性和溫度息息相關(guān),因此標(biāo)定出常溫25 ℃和高溫125 ℃時(shí)的損耗值作為基礎(chǔ),并在25 ℃和125 ℃參數(shù)基礎(chǔ)上,通過線性化處理,獲得全溫度范圍的損耗數(shù)據(jù)。雙脈沖測試開關(guān)特性如圖2和表2所示。

    圖2 雙脈沖測試開關(guān)特性

    表2 雙脈沖測試得到的IGBT動(dòng)態(tài)開關(guān)特性

    2 IGBT結(jié)溫預(yù)估

    材料的導(dǎo)熱性能直接影響IGBT的散熱能力,如果已知介質(zhì)橫截面積A和厚度d,就可以得到熱阻Rth。如圖3所示,Tj為晶元結(jié)溫,Tf為液冷系統(tǒng)冷卻液溫度。在已知晶元損耗的情況下,由式(9)可以獲得單個(gè)IGBT和二極管的熱阻。

    圖3 熱阻模型

    (9)

    式中:Rth為熱阻;ΔT是溫升;ptot是系統(tǒng)總體損耗。

    IGBT熱網(wǎng)絡(luò)物理模型如圖4所示。熱阻本身反應(yīng)了熱傳遞系數(shù),考慮到熱傳遞時(shí)間,引入了Zth的概念,增加了電容系數(shù)C,組成為等效RC熱局部網(wǎng)絡(luò)模型(Foster模型),當(dāng)芯片產(chǎn)生熱量,熱流的熱路由熱阻和熱容組成,F(xiàn)oster模型模型不用考慮實(shí)際的物理層和材料。將圖4抽象到如圖5所示的四階RC數(shù)學(xué)模型。

    圖4 IGBT模塊結(jié)溫與熱阻定義點(diǎn)

    圖5 IGBT四階RC網(wǎng)絡(luò)模型

    Foster RC熱阻模型中,熱傳導(dǎo)特性由電阻、電容的串并聯(lián)組合來模擬,表達(dá)式如下:

    (10)

    式中:熱容Zth(t)是熱阻Ri對時(shí)間的表征,加入虛擬的4階電容參數(shù)Ci。

    基于圖5的IGBT熱網(wǎng)絡(luò)模型,相關(guān)RC參數(shù)如表3所示(本文提到的IGBT模塊為 FS820R08xxx系列)。

    表3 IGBT及二極管的熱阻值

    結(jié)溫由四個(gè)組成部分:由芯片損耗乘以熱阻,模塊對水冷液的熱對流,水溫,IGBT和二極管的熱耦合。

    Tvj,IGBT=ptot,IGBTZth,IGBT+(ptot,IGBT+ptot,Diode)·

    (11)

    Tvj,Diode=ptot,DiodeZth,Diode+(ptot,IGBT+ptot,Diode)·

    (12)

    由式(11)、式(12)可見,結(jié)溫主要是發(fā)熱損耗和IGBT/二極管熱容(Zth)的乘積,發(fā)熱損耗包括ptot,IGBT和ptot,Diode兩部分,熱容包括Zth,IGBT和Zth,Diode,也需要考慮散熱介質(zhì)特性(橫截面積A,厚度d),散熱水流溫度(Tflow),芯片熱耦合(Zth,Diode,coupling,Zth,IGBT,coupling)的影響。

    3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

    結(jié)溫測試設(shè)備由雙脈沖發(fā)生器、冷卻液水泵、三相負(fù)載電感、雙脈沖發(fā)生器及IGBT測試模塊組成,如圖6所示。受測試條件限制,本文采用三相電感作為結(jié)溫測試負(fù)載。

    圖6 結(jié)溫測試設(shè)備實(shí)物圖

    對于IGBT發(fā)熱而言,重要的參數(shù)是電流、電壓、開關(guān)頻率、功率因數(shù)角和調(diào)制度。只要選取對標(biāo)電機(jī)電感的外置電感負(fù)載,就能在電機(jī)正向運(yùn)行工況下,較好地鏡像評估IGBT的發(fā)熱。該工況下IGBT有最高的發(fā)熱,是系統(tǒng)保護(hù)點(diǎn)設(shè)計(jì)和軟件故障診斷的觸發(fā)點(diǎn)。

    結(jié)溫測試方法用電感負(fù)載模擬,對比經(jīng)典電機(jī)對拖測試平臺(tái),電感實(shí)現(xiàn)機(jī)械能到電能的轉(zhuǎn)換,不能模擬電機(jī)反拖工況,該工況下IGBT和二極管發(fā)熱分布會(huì)變化較大,因此不能模擬電動(dòng)車能量回收對二極管的影響??紤]電動(dòng)車配有機(jī)械剎車,不會(huì)完全使用功率電子最高的電氣能量回收能力,因此能量回收不是最惡劣工況,該測試方法依然有實(shí)用的現(xiàn)實(shí)意義。

    基于直流母線電壓400 V,開關(guān)頻率10 kHz,調(diào)制度0.9,功率因數(shù)0.9,測試不同負(fù)載電流下的損耗和結(jié)溫,結(jié)果如表4所示。

    表4 不同工況下IGBT模塊損耗及結(jié)溫計(jì)算結(jié)果

    通過脈沖發(fā)生器將脈沖信號加載到柵極驅(qū)動(dòng)器上。達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí),從測試結(jié)果可以看出,芯片的最高結(jié)溫出現(xiàn)在出水口處。當(dāng)功率損耗分別0.94 kW、1.22 kW、1.53 kW和2.00 kW時(shí),測試最高結(jié)溫分別為49.1 ℃、57.6 ℃、66.7 ℃和76.7 ℃,如圖7所示。

    圖7 IGBT模塊測試云圖

    通過雙脈沖測試獲得的IGBT損耗,并根據(jù)模塊的封裝結(jié)構(gòu)獲得模塊的總熱阻,由式(11)和式(12)計(jì)算得到的IGBT模塊的最高結(jié)溫與測試獲得的結(jié)溫進(jìn)行對比,從圖8中可以看出,不同損耗對應(yīng)的理論值與實(shí)驗(yàn)測試值均在4 ℃以內(nèi),表明本文的損耗測試方法與工程實(shí)際較為吻合。

    圖8 IGBT模塊最高結(jié)溫理論計(jì)算與測試對比

    4 結(jié) 語

    本文建立了IGBT功率損耗理論計(jì)算、參數(shù)測試、結(jié)溫預(yù)測及結(jié)溫實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證等系統(tǒng)方法,通過雙脈沖測試,對不同負(fù)載、驅(qū)動(dòng)參數(shù)及環(huán)境條件下IGBT及二極管開關(guān)性能進(jìn)行測試?;谒@得的損耗并考慮芯片間熱耦合影響,建立了IGBT結(jié)溫預(yù)估數(shù)學(xué)模型,通過結(jié)溫實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了損耗模型及結(jié)溫模型的準(zhǔn)確性。本文的損耗模型及結(jié)溫模型對解決工程實(shí)際問題具有較高的參考價(jià)值。

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