外能源轉管機槍間歇制高功率密度永磁電機設計

張鵬軍， 王自勇， 盧衛(wèi)強， 王建波， 秦啟巍

(1.中北大學 機電工程學院， 山西 太原 030051； 2.重慶建設工業(yè)(集團)有限責任公司， 重慶 400054；3.中國兵器工業(yè)第208研究所， 北京 102202；4.西北機電工程研究所， 陜西 咸陽 712099；5.重慶虎溪電機工業(yè)有限責任公司， 重慶 402760)

0 引言

現代軍事科技支撐下的高水平對抗對武器裝備提出了新的要求，武器裝備將向信息化、智能化、無人化方向發(fā)展。電機作為武器中一種重要的執(zhí)行機構，在裝備中的地位和作用逐步提升。外能源武器一般采用電機作為動力裝置驅動自動機完成工作循環(huán)，具有結構簡單、射速可調和故障率低的特點，是一種重要的結構形式并廣泛應用于近程防御系統(tǒng)、航炮系統(tǒng)。外能源武器系統(tǒng)在對抗中捕獲目標后，電機需要短時間內完成大功率輸出(秒級甚至毫秒級)驅動自動機和供彈系統(tǒng)工作，射擊循環(huán)結束后又會有較長的間歇時間，等待下一個作戰(zhàn)窗口，因此在電磁力和熱效應的設計中與傳統(tǒng)電機有較大差別。根據武器實際作戰(zhàn)任務需求的負載工作特性，以短時間歇制的工作特點開展高功率密度電機設計，對武器機電耦合系統(tǒng)的輕量化和一體化設計提供了一種新的思路。

近年來高功率密度的電機是電機領域的研究熱點，國外對高功率密度永磁同步電機的研究起步較早，主要集中在工業(yè)、汽車及航空航天等領域。西門子公司對用于飛機螺旋槳推進的高功率密度永磁同步電機進行研究，研制的第一代電機額定功率65 kW、額定轉速5 000 r/min、峰值功率80 kW，總質量僅13 kg，額定功率密度5 kW/kg，在峰值功率下可連續(xù)運行180 s，電機的轉子磁路結構為表面式。2015年西門子公司研制出第二代飛機推進用高功率密度永磁同步電機，額定功率為261 kW，電機采用Halbach陣列表面式永磁體，額定轉速2 500 r/min，電機有效質量為50 kg，額定功率高達5.22 kW/kg。王曉遠等在電動汽車用高功率密度電機關鍵技術中，對高功率密度電機的運行特點進行分析，結合產品的電磁設計、機械工藝和冷卻方式進行優(yōu)化分析和實驗驗證。霍國等針對風洞高功率密度永磁電機，利用磁路分析法和有限元結合，通過優(yōu)化設計有效地提高了電機的電磁功率密度。

本文以轉管機槍驅動電機為研究對象，分析其負載特性并獲取設計基本參數，借助表貼式永磁同步電機體積小、效率高、轉矩密度大的特點，通過磁路法對電機進行電磁設計，利用Maxwell電磁仿真軟件，以提高電機輸出轉矩和降低轉矩波動率為優(yōu)化目標，分析電機的電磁特性和轉矩特性，提高電機的功率密度，通過仿真分析和測試分析相結合的方式驗證了設計的可行性。

1 電機設計需求分析

對轉管機槍驅動電機的工作方式、壽命、轉速和轉矩特性開展需求分析。首先在工作方式上，轉管武器射頻為3 000發(fā)/min，500發(fā)備彈量，射擊全部備彈的時間僅需10 s左右，如果射擊過程以點射為主，則單次工作時間為秒級；由于武器發(fā)射過程是一個高溫、高壓、高沖擊載荷的作用過程，發(fā)射系統(tǒng)的結構件壽命按10 000～20 000發(fā)射彈量分析，在電機的壽命高于武器全壽命周期的前提下，驅動電機工作總時長在10～20 min左右即可滿足武器全壽命需求；外能源武器自動機的轉速一般在500～1 000 r/min之間，在電磁負荷相同的情況下，相同尺寸電機的功率隨著轉速的升高而增大，因此提高電機的轉速可以減小電機的體積、提升功率密度。采用高轉速電機并加裝1∶5減速機構，可以有效減小射擊過程中轉子所受到的沖擊，匹配負載轉動慣量，增大輸出扭矩。

通過對轉管機槍發(fā)射過程中的自動機阻力矩和供輸彈阻力矩進行動態(tài)測試，峰值阻力矩出現在啟動階段，啟動加速過程的峰值阻力矩110 N·m，峰值阻力矩大小與加速時間呈反比，射頻穩(wěn)定后平均阻力矩為80 N·m，負載阻力矩在供輸彈阻力矩影響下呈周期性波動(±20 N·m)。根據負載需求對驅動電機的定轉子磁路結構、繞組、永磁體、氣隙寬度等參數進行設計，確定電機初始設計參數，如表1所示。

表1 電機初始設計參數

2 電機建模及分析

2.1 初始模型功率密度估算

根據電機的初始設計參數，在Maxwell電磁仿真軟件中設置各個構件的尺寸參數和材料屬性，建立12槽10極電機的二維模型，添加激勵源和邊界條件并進行網格剖分，設置求解器參數，進行有限元分析。電機功率密度按照5 kW/kg設計，仿真流程圖如圖1所示，模型的電磁部分質量計算結果如表2所示。

圖1 仿真流程圖Fig.1 Simulation flow chart

表2 電磁部分質量估算

2.2 電磁特性分析

對電機模型進行空載狀態(tài)下的磁路分析，將繞組電流設置為0 A，僅由永磁體提供磁場，計算電機的磁感線分布，繪制磁密分布云圖。12槽10極電機模型空載狀態(tài)下的磁感線分布如圖2所示。

圖2 磁感線分布圖Fig.2 Distribution of magnetic field lines of the motor

由圖2可知，磁感線從永磁體N極出發(fā)通過氣隙到達定子，經由定子齒部、軛部到另一個定子齒部，經過氣隙再回到S極，轉子鐵心磁感線路徑分布均勻。整體上，電機的磁感線路徑合理，分布均勻，定子槽內有少量的漏磁現象，但表面凸出式轉子結構的漏磁系數較小，少量漏磁現象在允許范圍之內。

圖3為電機在空載狀態(tài)下的磁通密度(簡稱磁密)分布云圖，電機定子齒部磁密為1.5 T左右，軛部磁密在1.2 T左右。從定子磁密分布來看，齒部和軛部的磁密分布合理，未出現飽和現象。

圖3 電機磁密云圖Fig.3 Contours of the motor flux density

圖4所示為空載氣隙磁密及諧波分析結果。由圖4可知：電機的空載氣隙磁密波形整體上呈現正弦波形，但是由于定子齒槽等因素的影響，波形頂部有凹陷，空載氣隙磁密峰值為1.13 T；對電機的氣隙磁密進行傅里葉變換，分析總諧波畸變率。氣隙磁密基波為1.12 T，所有高次諧波中，幾乎不含偶次諧波分量，奇次諧波含量較高，其主要成分是3次和5次諧波，總諧波畸變率(THD)計算結果為3.06%。感應電動勢是永磁同步電機的一個重要參數，貫穿了電機的機械特性、電機磁鏈和電機性能的檢驗、判斷。感應電動勢的波形對電機的控制影響很大，應盡量保證波形的正弦性，以利于電機的高精度控制。由電機的空載感應電動勢波形圖5(a)可知，感應電動勢有效值在172 V左右，且電機的感應電動勢波形呈現三相對稱關系，具有良好的正弦性。

圖4 空載氣隙磁密及諧波分析Fig.4 No-load air gap flux density and harmonic analysis

圖5 空載感應電動勢及諧波分析Fig.5 No-load induced electromotive force and harmonic analysis

對電機的A相感應電動勢進行傅里葉變換，從頻譜的角度分析空載感應電動勢，如圖5(b)所示。感應電動勢基波幅值為242.25 V，在感應電動勢的各次諧波中，偶次諧波的含量很低，奇次諧波的含量較高，這是造成感應電動勢發(fā)生畸變的主要原因。奇次諧波的主要成分是3次諧波，其幅值為30.46 V，計算THD為12.6%。

2.3 轉矩特性分析

電樞繞組不通電的情況下，永磁體和定子鐵心之間有力的作用，電機克服這種作用力而產生的轉矩稱為齒槽轉矩。齒槽轉矩是因為電機自身結構的原因引起的，屬于電機的固有特性，難以通過控制算法改善電機的齒槽轉矩。分析電機的轉矩特性，通過抑制齒槽轉矩，降低轉矩波動率，對提高電機的轉矩輸出能力和工作可靠性具有重要意義，本節(jié)從電機的齒槽轉矩、電磁轉矩和轉矩波動的角度出發(fā)優(yōu)化電機的轉矩特性。

假設電機內部存儲的磁場能量近似等于電機氣隙和永磁體中的磁場能量，根據磁場能量與電機結構尺寸、永磁體性能之間的關系，得到永磁電機齒槽轉矩的解析表達式為

(1)

一個機械周期內齒槽轉矩的波動次數為，當電機的主要結構尺寸和極槽配合確定之后，齒槽轉矩與系數和氣隙磁密平方的傅里葉分解系數相關。的大小與槽口寬度和高度有關，因此可以采用減小的方法削減齒槽轉矩；氣隙磁密平方的傅里葉分解系數與永磁體的形狀相關，改變永磁體外形也可以達到減小齒槽轉矩的目的。

在電機運行過程中，齒槽轉矩的大小呈周期性變化，文獻[9-12]指出槽極的最小公倍數越大，齒槽轉矩的基波頻率越大，齒槽轉矩越小，齒槽轉矩的周期與極數、槽數的關系為

=(2,)

(2)

式中：(2,)為、、之間的關系函數。

根據仿真模型，設定電機旋轉速度為1°/s，仿真時間30 s，步長為0.05 s，采用有限元分析法計算電機的齒槽轉矩，仿真計算結果如圖6所示。

圖6 齒槽轉矩Fig.6 Cogging torque

由(2)式可知，電機旋轉一個機械周期，齒槽轉矩波動次數為60次。電機以速度1(°)/s運行30 s，即旋轉機械角度30°，12槽電機每個定子齒距對應的機械角度為30°，因此電機旋轉了1個齒距。由圖6可知，該電機模型的齒槽轉矩最大值為0.25 N·m，最小值為-0.25 N·m，齒槽轉矩的波動次數為5次。

2.4 定子槽參數優(yōu)化設計

定子槽口參數對齒槽轉矩的影響主要體現在不同的槽口寬度和高度會影響電機的磁場分布，從而改變氣隙磁密分布，影響電機性能。定子槽型及參數如圖7所示，其中包括：槽口高度0、斜肩高度1、總槽深2、槽口寬度0、槽寬度1、槽底寬度2、槽底半徑。對電機定子槽口參數進行優(yōu)化設計，分析不同槽口參數下電機的齒槽轉矩變化，可以優(yōu)化電機結構，提高電機性能。

圖7 定子槽型及參數Fig.7 Type and parameters of the stator slot

圖8為2、1對齒槽轉矩的影響仿真結果。由圖8可以看出：齒槽轉矩隨著1的增加呈現先增大后減小最后再增大的趨勢，且在4.0～4.5 mm內的齒槽轉矩減小幅度最大；齒槽轉矩隨著槽口高度2的增加呈減小趨勢，2在0.6～1.0 mm的齒槽轉矩減小幅度最大，槽口高度在1.8 mm附近時齒槽轉矩的幅值最??；當槽口寬度在4.5 mm左右時，齒槽轉矩取得最小值0.06 N·m，相對于初始模型減小了76%。

圖8 槽口參數Hs2、Bs1對齒槽轉矩的影響Fig.8 Influence of slot parameters Hs2 and Bs1 on cogging torque

圖9為電機運行平穩(wěn)階段均值轉矩和轉矩波動率隨槽口高度0和斜肩高度1的變化曲線。由圖9可見：電機的均值轉矩隨著0的增大而減小，轉矩波動率隨著0的增大，呈現先增大后減小的趨勢，當0.6 mm≤0≤1.0 mm時，轉矩波動率逐步增大，最小值為4.37%；當1.0 mm≤0≤1.5 mm時，轉矩波動率逐步減小，最大值為4.9%；電機的均值轉矩和轉矩波動率隨著1的增大均呈現減小的趨勢，當1取1.6 mm時，轉矩波動率為最小值4.32%。

圖9 Hs0和Hs1對電機轉矩的影響Fig.9 Influence of Hs0 and Hs1 on motor torque

圖10為電機運行平穩(wěn)階段的均值轉矩和轉矩波動率隨2和0的變化曲線。由圖10可見：隨著2的變化，電機的轉矩波動率和均值轉矩變化不大，表明2對電機輸出轉矩波動率和均值轉矩的影響很??；電機的均值轉矩隨著0的增大呈現增大的趨勢；當0小于1.8 mm時，電機的轉矩波動率隨著0的增大而增大；當0大于1.8 mm時，電機的轉矩波動率隨著0的增大而減小；當0取4.2 mm時，電機的轉矩波動率為最小值3.3%。

圖10 Hs2和Bs0對電機轉矩的影響Fig.10 Influence of Hs2 and Bs0 on motor torque

圖11為電機運行平穩(wěn)階段均值轉矩和轉矩波動率隨1和2的變化曲線。由圖11可見：電機的均值轉矩和轉矩波動率均隨1的增長呈現增長趨勢；當1取8 mm時，轉矩波動率最小為4.67%；隨著2的增大，電機的均值轉矩和轉矩波動率變化很小，當2取16.8 mm時，轉矩波動率最小為4.82%。

圖11 Bs1和Bs2對電機轉矩的影響Fig.11 Influence of Bs1 and Bs2 on motor torque

圖12為定子槽參數對電機轉矩的影響，從中可見電機的均值轉矩和轉矩波動率隨的增大均呈現緩慢上升，對電機的轉矩波動率和輸出轉矩的影響很小。

圖12 Rs對電機轉矩的影響Fig.12 Influence of Rs on motor torque

定子槽參數一方面影響著齒槽轉矩的大小，另一方面也影響著定子鐵心的磁密分布，齒槽轉矩過大或者定子鐵心磁密出現飽和現象都會導致電機轉矩波動率增加。結合定子槽參數對輸出轉矩、齒槽轉矩和轉矩波動率的影響，在電機的輸出轉矩不低于設定轉矩的前提下，使電機的轉矩波動率保持在較低的水平，對電機模型的定子槽參數進行優(yōu)化，優(yōu)化后的定子槽參數如表3所示。

表3 優(yōu)化后的定子槽參數

對定子槽參數優(yōu)化后，電機的輸出轉矩對比及轉矩頻譜分析如圖13所示。

圖13 電機轉矩及諧波分析對比圖Fig.13 Motor torque and harmonic analysis

由圖13可知，在優(yōu)化定子槽參數后，電機的轉矩波動率明顯下降。經過計算，優(yōu)化定子槽參數后電機模型的平均輸出轉矩為20.49 N·m，轉矩波動率為3.56%，相對于初始模型下降了1.27%，表明優(yōu)化電機模型的定子槽參數可以在保證輸出轉矩滿足技術指標要求的前提下削弱電機的轉矩波動；通過對電機的輸出轉矩進行頻譜分析可以發(fā)現，電機的轉矩基波幅值在優(yōu)化定子槽參數后略微增大，輸出轉矩中頻率為2.5 kHz、5.0 kHz、7.5 kHz和10.0 kHz的高頻諧波是導致轉矩波動的主要原因，經過優(yōu)化定子槽參數，高頻諧波的幅值都有所下降，削弱了電機的轉矩波動，提高了輸出轉矩的平穩(wěn)性。

2.5 永磁體參數優(yōu)化設計

根據(1)式分析可知，除了槽口參數對齒槽轉矩有影響之外，永磁體形狀對齒槽轉矩也有影響。通過對永磁體的偏心距和極弧系數進行多參數優(yōu)化設計，其余各參數與初始模型保持一致，分析不同偏心距和極弧系數對電機齒槽轉矩的影響(見圖14)。

圖14 永磁體參數對齒槽轉矩的影響Fig.14 Influence of permanent magnet parameters on cogging torque

由圖14可知：當永磁體偏心距在0～16 mm之間時，電機的齒槽轉矩逐步減??；當永磁體偏心距大于16 mm時，電機的齒槽轉矩逐步增大；當永磁體偏心距為16 mm時，齒槽轉矩取最小值0.12 N·m，相對于初始模型減小了52%；當極弧系數在0.70～0.78之間時，齒槽轉矩隨著極弧系數的增大逐步增大，極弧系數為0.78時，齒槽轉矩取得極大值；當極弧系數在0.78～0.86之間時，齒槽轉矩隨著極弧系數的增大而減小；當極弧系數大于0.86時，齒槽轉矩逐步增大；當極弧系數為0.86時，齒槽轉矩的幅值最小為0.12 N·m，相對于初始模型(極弧系數為0.91)減小了52%。根據電機模型分析在轉速5 000 r/min下的輸出轉矩和轉矩波動情況，截取時長為10 ms轉矩波形，仿真結果如圖15所示。

圖15 電機轉矩波形Fig.15 Waveform of motor torque

由圖15可知，電機的平均轉矩為20.4 N·m，根據(3)式計算電機的轉矩波動率為4.83%。

(3)

式中：為轉矩波動率；為轉矩最大值；為轉矩最小值；為轉矩平均值。

永磁體參數的改變會影響電機內部電磁場的分布，磁場分布發(fā)生變化，電機的輸出轉矩和轉矩波動情況也會隨之改變。電機的定子槽參數采用優(yōu)化后的數據，對永磁體厚度、偏心距和極弧系數進行優(yōu)化，分析額定負載下單一變量對電機轉矩和轉矩波動情況的影響。圖16為永磁體形狀對電機轉矩的影響。

圖16 永磁體形狀對電機轉矩的影響Fig.16 Influence of permanent magnet shape on motor torque

由圖16可知：隨著永磁體厚度的增加，電機的均值轉矩逐步增大，轉矩波動率呈現先減小再增大的趨勢，最小值為3.34%；隨著永磁體偏心距的增大，電機的均值轉矩和轉矩波動率逐步減小，轉矩波動率最小值為2.21%；隨著極弧系數的增大，電機的均值轉矩逐漸增大；當極弧系數在0.76～0.84之間時，電機的轉矩波動率隨著極弧系數的增大逐漸減??；當極弧系數在0.86～1.00之間時，轉矩波動率隨著極弧系數的增大而增大；當極弧系數取0.84時，轉矩波動率最小為2.03%。

當永磁體的厚度增大到一定值之后，電機氣隙磁密的增長會減緩，因此電機的平均轉矩增長也變得緩慢。永磁體的質量和厚度呈正比例關系，在平均轉矩相差不大的情況下，永磁體質量越小，越有利于電機功率密度的提升，因此永磁體厚度選取5.2 mm；永磁體進行不等厚設計后，電機的轉矩波動明顯下降，在保證輸出轉矩足夠的情況下，偏心距選擇2 mm；選取極弧系數需要在保證輸出轉矩符合技術指標要求的前提下進行，在輸出轉矩足夠的情況下，選擇轉矩波動最小的工作點，綜合考慮后電機的極弧系數選取0.86。永磁體優(yōu)化結果如表4所示。

表4 永磁體優(yōu)化結果

對永磁體參數進行優(yōu)化后，輸出轉矩對比和頻譜分析如圖17所示。

圖17 電機轉矩及諧波分析對比圖Fig.17 Motor torque and harmonic analysis

由圖17可見：優(yōu)化永磁體參數后的轉矩波動率明顯減小，電機的平均輸出轉矩為20.5 N·m，轉矩波動率為2.65%，相對于優(yōu)化定子槽參數后的12槽10極電機模型下降了0.91%，表明優(yōu)化永磁體參數可以有效地削弱電機的轉矩波動率，減小轉矩波形的畸變；從頻譜的角度分析優(yōu)化永磁體參數后轉矩諧波的變化情況，電機輸出轉矩中頻率分別為2.5 kHz、5.0 kHz、7.5 kHz和10.0 kHz的轉矩諧波對轉矩波動影響比較大，優(yōu)化永磁體之后削弱了轉矩諧波幅值，降低了電機轉矩波動率。因此優(yōu)化永磁體厚度、偏心距和極弧系數能夠有效抑制轉矩諧波，降低電機的轉矩波動率。

2.4 輸出能力分析

由于轉管武器需要啟動后快速達到穩(wěn)定射頻以降低射彈散布，設計電機的短時過載能力要求較高。在驅動器輸出能力足夠的情況下，增大驅動電流，分析電機的過載性能。圖18(a)為電機在不同電流幅值下的轉矩曲線。由圖18可見：隨著電流的逐步增大，電機轉矩也隨之增大，電機的輸入電流為33.2 A時輸出轉矩為19.1 N·m；電機的轉矩增長率隨著電流的增大逐步減小，主要是因為定子鐵心逐漸趨于飽和。

圖18 電機輸出能力及DW465-50 B-H曲線Fig.18 Motor output capacity and DW465-50 B-H curve

圖18(b)為DW465-50硅鋼片的磁密- 磁場強度(-)曲線，本文設計電機的鐵心飽和磁密在1.6 T左右。

由于電機額定工作點的鐵心磁密接近定子鐵心的飽和磁密，若繼續(xù)增大電流，則使電機處于過載狀態(tài)，定子鐵心達到飽和，轉矩增加緩慢。圖19為電機在額定工況和25 N·m負載工況下的定子齒磁密分布情況，其中點1處定子齒磁密為1.63 T，與設計相符合；點2處定子齒磁密為1.85 T，定子齒部達到飽和狀態(tài)。

圖19 不同工況下的磁密分布Fig.19 Flux density distributions under different working conditions

圖20為電機在不同工況下的轉矩曲線。由圖20可見：電機的輸出轉矩滿足25 N·m的要求，當電流增大至50 A后，電機的平均輸出轉矩為31.3 N·m；繼續(xù)增大電流至60 A，輸出轉矩為34.3 N·m。由于鐵心磁密達到飽和狀態(tài)，增加10 A電流，電機輸出轉矩僅增加3 N·m。

對優(yōu)化后的電機模型進行功率密度計算，電機模型的質量計算結果如表5所示。

表5 優(yōu)化后電磁部分參數

3 試驗驗證

為驗證電機設計的合理性，搭建外能源轉管自動機驅動測試平臺，測試電機的驅動性能，測試平臺組成如圖20所示。被測電機前端減速器速比為5∶1，測試轉管自動機的身管數量為3，因此當電機轉速為5 000 r/min時，自動機達到最大射頻3 000發(fā)/min。

圖20 不同工況下的轉矩曲線Fig.20 Torque curves under different working conditions

通過圖21的測試平臺，電機的轉速參數用于設定武器的最高射頻，射彈量與轉動的角度呈正比關系，加速度指標用于設定電機從啟動到穩(wěn)定射頻的時間。通過該測試平臺可以對不同射頻下電機的電機輸出特性進行分析，將射彈量設置為30發(fā)，啟動時間200 ms，在射頻分別為1 000發(fā)/min、2 000發(fā)/min和3 000發(fā)/min下進行測試，測試曲線如圖22所示。

圖21 驅動電機測試平臺Fig.21 Drive motor test platform

圖22 不同射頻下電機的輸出特性曲線Fig.22 Output torque curves at different firing rates

根據測試曲線可知，設計的電機在射頻為1 000發(fā)/min、2 000發(fā)/min和3 000發(fā)/min工作時，在200 ms左右達到穩(wěn)定射頻，達到穩(wěn)定射頻后，受到供輸彈阻力矩波動的影響，自動機射頻波動較小(<10%)，表明系統(tǒng)慣量匹配較好，達到了預期目的。

4 結論

本文針對外能源武器驅動電機開展研究，發(fā)現武器發(fā)射過程所需短時間歇工作制與傳統(tǒng)負載存在較大區(qū)別，通過實驗測試得到負載特征明確的電機設計參數。通過磁路法計算出電機結構參數，建立仿真分析模型對驅動電機進行優(yōu)化設計，并進行了實驗驗證。得出主要結論如下：

1)外能源武器驅動電機是一種非周期性短時工作制電機，其工作時間(秒級)遠遠小于間歇時間，可忽略長時間工作時電磁熱效應的影響，通過電磁特性和轉矩特性優(yōu)化設計提高電機的輸出能力，提高電機功率密度降低電機質量和體積，有利于武器系統(tǒng)的輕量化和一體化設計。

2)高轉速電機是提高電機功率密度的有效有段之一，外能源武器的自動機對驅動電機的轉速需求在500～1 000 r/min之間，電機轉速設計在5 000 r/min，通過5∶1減速機與負載連接，提高負載慣量匹配能力，另外武器發(fā)射時沖擊通過減速機緩沖，減小電機主軸承受的沖擊載荷，提高電機的可靠性。

3)通過理論分析確定電機轉矩特性的影響因素，優(yōu)化定子槽和永磁體結構參數，明顯削弱高頻轉矩諧波，轉矩波動率降低至2.65%，減小轉矩波形畸變。對電機的輸出能力進行分析，額定工況和過載狀態(tài)下的鐵心磁密滿足設計要求，1.5倍過載電流下的輸出轉矩為31.1 N·m，最大輸出功率16.3 kW，峰值功率密度達到5.8 kW/kg。

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