曹 冰劉 偉
(河南省高速鐵路運(yùn)營維護(hù)工程研究中心 河南 鄭州 450000)
環(huán)境問題日趨嚴(yán)重,高亮度LED 由于其能耗低等優(yōu)點(diǎn)已廣泛應(yīng)用于照明領(lǐng)域。然而,LED 只能直流驅(qū)動(dòng);因此,LED 驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中必須加入AC-DC 變換器。兩級(jí)及以上AC-DC 變換器,通常前級(jí)作為功率因數(shù)校正(Power Factor Correction,PFC),后級(jí)作直流變換[1]。此類變換器具有良好的功率因數(shù)特性和低紋波輸出,但能量多級(jí)變換功耗高。相比之下,單級(jí)AC-DC 變換器更適用于低功耗場(chǎng)合。為了實(shí)現(xiàn)自動(dòng)PFC,變換器在前級(jí)工作于非連續(xù)導(dǎo)通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM),一般只適用于低功耗場(chǎng)合。
在中等功率應(yīng)用場(chǎng)合下,相比于DCM 反激變換器,前級(jí)Boost 變換器工作于連續(xù)導(dǎo)通模式時(shí)具有更好的經(jīng)濟(jì)性。特別是當(dāng)二次側(cè)工作在連續(xù)導(dǎo)電模式(Continuous Conduction Mode,CCM)下,變換器擁有較小的變壓器鐵芯[2-5]。但這種拓?fù)渲挥糜诶碚撗芯?,在工程上難以發(fā)揮作用。第一,由于PFC 和DCDC 變換電路不可避免的相互作用,電路的關(guān)鍵參數(shù)難以確定。第二,輕載時(shí)儲(chǔ)能電容和高頻開關(guān)的電壓應(yīng)力數(shù)倍于額定負(fù)載,并且電壓應(yīng)力的問題在寬范圍交流輸入時(shí)會(huì)變得更加嚴(yán)重。
對(duì)此,采取PWM 調(diào)光使變換器的工作狀態(tài)只切換于空載和額定負(fù)載之間,因此,儲(chǔ)能電容的電壓應(yīng)力只決定于額定負(fù)載情況。因此,文獻(xiàn)[6-7]采用雙PWM(DPWM)控制策略用于調(diào)整平均輸出電流。
在電力變換器中,通常采用兩階削峰填谷電路以減少器件數(shù)量。此類拓?fù)鋺?yīng)用分為兩類,一類主要用于被動(dòng)PFC 和減少兩倍工頻的脈動(dòng)電壓[8-14]。其中,高階填谷電路在功率因數(shù)校正和總電流諧波畸變率(Total Harmonic Current Distortion,THD)的表現(xiàn)更佳[9-10]。文章[13]對(duì)已有削峰填谷電路加以改進(jìn),提出一種填谷電路復(fù)用變壓器線圈的方式減少主開關(guān)器件的電壓應(yīng)力,但在電壓峰值輸入下,開關(guān)管最大占空比限定在1/3。文章[14]利用變壓器部分線圈鉗位填谷電路的電容電壓。該方法能夠?qū)崿F(xiàn)輸入電流導(dǎo)通角度的設(shè)置,可實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的功率因數(shù)。第二類填谷電路一般用高頻開關(guān)來替代儲(chǔ)存電容,可以獲得較低的輸出紋波和電壓應(yīng)力[15-18]。文獻(xiàn)[16]利用兩個(gè)額外增添的開關(guān)器件使填谷電路參與諧振,避免了輸入電流的死區(qū)。然而,等效直流量和占空比大范圍變化,磁性器件難以優(yōu)化。為此,實(shí)踐中解決此類問題通常在整流后嵌入一個(gè)選擇開關(guān)和一個(gè)電壓倍增模塊,但是低壓輸入下的電壓應(yīng)力仍然會(huì)倍增,嚴(yán)重影響傳遞效率。
基于上述考慮,本文提出了一種新型削峰填谷式無電解電容單級(jí)LED 驅(qū)動(dòng)器,相比于倍增電壓的方案,本文設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)器有兩個(gè)主要優(yōu)勢(shì)。其一,低電壓輸入下有較低的電壓應(yīng)力;其二,減小了開關(guān)管、儲(chǔ)存電容和二極管的電壓應(yīng)力。簡(jiǎn)而言之,本文主要包括電路的設(shè)計(jì)分析和設(shè)計(jì)原則,尤其是填谷電路的電容選型。
本文所提結(jié)構(gòu)如圖1 所示。填谷電路由三個(gè)二極管D3,D4,D5和兩個(gè)電容C1,C2組成,兩個(gè)電容表現(xiàn)為串聯(lián)充電和并聯(lián)放電的特性,填谷電路通過和C2并聯(lián)一個(gè)范圍選擇開關(guān)S1來實(shí)現(xiàn),并連接于變壓器Tf的繞組N1。S1手動(dòng)操作,在90 V~135 V內(nèi)關(guān)閉,在180 V~265 V 內(nèi)打開,以達(dá)到寬線電壓范圍內(nèi)更好的性能。
S1處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí),C2短路,二極管D6反向截止。C1充或放電,D3和D4均為導(dǎo)通狀態(tài)。如忽略二極管的導(dǎo)通壓降,本文拓?fù)渑c傳統(tǒng)的單級(jí)三繞組磁通平衡升壓正激變換器相比,得到改進(jìn);其工作模態(tài)簡(jiǎn)要分析如下:當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí),L1由Vrec充電,C1通過Tf向L2和負(fù)載放電;當(dāng)S2關(guān)斷時(shí),C1通過Vrec和L1充電,N1開始通過D6向C1放電,同時(shí)L2向負(fù)載放電,僅L2的放電過程持續(xù)到下一個(gè)開關(guān)周期開始。
S1處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí),傳統(tǒng)前級(jí)Boost 變換器的儲(chǔ)存電容被填谷電路替代,N1通過D4和D6同C1相連。一個(gè)開關(guān)周期的電路模態(tài)分為四部分,每一部分的等效電路和關(guān)鍵波形分別如圖2 和圖3 所示。Vrec是整流后的交流輸入電壓,VC1G為C1兩端電壓,Vbus為C1上平均電壓的兩倍。
圖2 所提電路拓?fù)淠B(tài)
圖3 所提電路在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的理論波形
模態(tài)1[t0,t1]假設(shè)L1的初始電流為零,當(dāng)S2在t0時(shí)刻導(dǎo)通時(shí),形成兩個(gè)電流環(huán)路;第一個(gè)是L1由正弦輸入電壓充電,第二個(gè)是填谷電路中C1和C2對(duì)Tf充電,因此Tf的前級(jí)電壓是0.5Vbus,VC1G為0.5Vbus。S2關(guān)斷,此模態(tài)結(jié)束。在過程中,iL1線性遞增,iL1的峰值可以近似等效于公式(1)。
式中:Ds是開關(guān)S2的占空比,Ts是變換器的開關(guān)周期。
Tf的原邊側(cè)平均電流定義為公式(2)。
式中:Lm是Tf的前級(jí)電感,Ntf=Np/Ns為Tf的匝比。相比之下,傳統(tǒng)前級(jí)Boost 變換器關(guān)系如下所示:
模態(tài)2[t1,t2]當(dāng)S2關(guān)斷時(shí),變換器狀態(tài)做如下改變:
(1)填谷電路的工作狀態(tài)從并聯(lián)放電切換到串聯(lián)充電,C1和C2串接且吸收L1和vin輸出的能量,因此,此工作模態(tài)下VC1G=Vbus;
(2)L2開始向輸出放電直至本模態(tài)結(jié)束;
(3)N1通過D4和D6向C1充電,儲(chǔ)存在變壓器鐵芯內(nèi)的能量被回收到C1,鐵芯在t2達(dá)到磁通平衡。Vds=Vbus+VC1=1.5Vbus。
因此,磁化和退磁過程中的鐵芯電壓都是Vbus的一半,根據(jù)磁通平衡原理,當(dāng)Np=N1時(shí),穩(wěn)定狀態(tài)下的最大占空比不會(huì)超過50%。
模態(tài)3[t2,t3]L1持續(xù)向填谷電路充電,直到iL1降為零,該模態(tài)下由于變壓器線圈無電壓,Vds降低到Vbus,假設(shè)D′為iinpk相應(yīng)的占空比,則:
D′可由下式獲得。
模態(tài)4[t3,t4]在此模態(tài),前級(jí)器件全部斷開,L2持續(xù)放電,直到S2再次導(dǎo)通,下一個(gè)切換周期重新開始。假設(shè)Vo為輸出電壓,由于后級(jí)工作于連續(xù)電流模式(CCM),根據(jù)L2的伏秒平衡,得:
然而,傳統(tǒng)的變換器滿足公式(8)。
從圖1 中,C1和C2在D′Ts間隔由電流iin充電,在DsTs內(nèi)放電。根據(jù)充放電平衡應(yīng)等效,可得:
將式(1)、式(2)、式(6)和式(7)代入式(9)或者將式(1)、式(3)、式(6)和式(8)代入式(9),均可得:
觀察式(6),D′隨Vin(t)變化,如果D′=Ds則臨界電壓可以求解。同時(shí)結(jié)合式(4)和式(5),可得Vin(t)=0.5Vbus和t2=t3。當(dāng)連續(xù)交流輸入高于0.5Vbus時(shí),t3>t2,得以保障,且時(shí)序與圖2 相同。當(dāng)在t3和t4之間時(shí),Vds=Vin(t),此外,在一個(gè)工頻內(nèi),當(dāng)Vin(t)<0.5Vbus,t3 電感L1必須工作在斷續(xù)電流模式下,以實(shí)現(xiàn)自動(dòng)PFC,因此,為保證在最糟糕的情況下仍可實(shí)現(xiàn)DCM,參數(shù)設(shè)計(jì)選取90-Vac 輸入下進(jìn)行。LED 驅(qū)動(dòng)器的參數(shù)設(shè)計(jì)為輸出功率為60 W,輸出電流為2.0 A,Tline=20 ms,ω=2π×50 rad/s,vinpk=127.3 V,Ts=10 μs。前級(jí)Boost 變換器的設(shè)計(jì)分為如下四步: (1)根據(jù)MOSFET 所需的電壓范圍選定合適的Ntf和Ds,在本文的設(shè)計(jì)中,Ntf設(shè)為1,Ds根據(jù)DCM工作約束條件設(shè)定,為了滿足Ds+D′≤1 的條件,在90 Vac額定負(fù)載下,Ds設(shè)為0.189。假設(shè)Ds和Vbus在開關(guān)頻率內(nèi)恒為定值,則根據(jù)公式(8)可得Vbus=159 V。 (2)確保Ds能滿足DCM 工作條件,根據(jù)公式(6),在Vin(t)達(dá)到最大值時(shí)D′最大。 式中:臨界導(dǎo)通模式(BCM)下,D′max滿足D′max=1-Ds,因此,由公式(11)得Vbus的最小值是157 V,如果Vbus小于此最小值,則返回第一步,調(diào)整Ds參數(shù)。 (3)設(shè)計(jì)變壓器Tf參數(shù),鐵芯采用PQ20/20,加入較小氣隙以減少漏磁并避免磁通飽和,為了平衡鐵芯和銅損耗,初級(jí)繞組為30 匝,電感Lm設(shè)為575 μH。 (4)由公式(10)可得L1=80 μH,以確保初級(jí)變換器工作于DCM,后級(jí)電感L2應(yīng)足夠大以確保后級(jí)工作于CCM 模式下,其關(guān)系如下 上述的四步設(shè)計(jì)需要在DCM 約束條件滿足前反復(fù)進(jìn)行,以確保Vbus不會(huì)引起過高的電壓應(yīng)力。 本文所提出的改進(jìn)型填谷電路的設(shè)計(jì)包括開關(guān)管、二極管和電容的選型,觀察圖1,開關(guān)管S1開路時(shí),會(huì)產(chǎn)生高的電壓應(yīng)力,此時(shí)S1與電容C2并聯(lián),其值為0.5Vbus,其中本文電路其電壓應(yīng)力為270 V,小于300 V。當(dāng)工作在模態(tài)1 時(shí),由于N1和C2的電壓相等,方向相反,D6陰極電勢(shì)接近于地,其陽極電壓為0.5Vbus。因此,D6的應(yīng)力僅為0.5Vbus。當(dāng)S1閉合時(shí),D6應(yīng)力為2Vbus,約為450 V。上述分析表明,本文設(shè)計(jì)的變換器中,D6的電壓應(yīng)力大幅減小。 電容選型基于低頻電壓紋波幅值,因?yàn)閮?chǔ)存電容的主要作用是平衡脈沖輸入和穩(wěn)定輸出。當(dāng)Po,ω和Vbus保持為恒值時(shí),輸入電容Cin和電壓紋波幅值Δvbus的關(guān)系如式(13)。 在給定的電壓紋波ΔVbus下,式(13)可用于估算電容值。 調(diào)光功能在照明領(lǐng)域是實(shí)現(xiàn)節(jié)能減排的必要環(huán)節(jié),LED 的亮度近似成比例于平均電流,因此,DPWM 控制策略可用于調(diào)節(jié)平均輸出電流,圖5 為控制器基本框圖和關(guān)鍵波形。圖4 中,S2受控于VGS2,由低頻選通信號(hào)和高頻門信號(hào)運(yùn)算得到。Io的幅值由Vcon調(diào)制,平均輸出電流Io受Vdim調(diào)整。門信號(hào)Vcon由二極管電流iDs1和預(yù)期輸出電流Ioref經(jīng)比較器產(chǎn)生。iDs1作為Io的反饋信號(hào),與Io具有相同的振幅,在開關(guān)頻率處跳轉(zhuǎn)。最后,iDs1受電流互感器檢測(cè),并發(fā)送到比較器。 圖4 調(diào)光電路控制模型 Vdim和io的理論波形如圖5 所示。Vdim為低電平時(shí),開關(guān)S2關(guān)斷,燈同時(shí)熄滅,在Vdim恢復(fù)高電平時(shí)重新點(diǎn)亮。因此,LED 的亮度調(diào)節(jié)通過改變Vdim的導(dǎo)通寬度實(shí)現(xiàn),調(diào)光頻率應(yīng)超過200 Hz,以避免燈光閃爍帶來的視覺疲勞[18]。 圖5 變換器的主要波形 為了驗(yàn)證本文提出的LED 驅(qū)動(dòng)器的有效性,論文在PSIM 平臺(tái)上進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。電路仿真參數(shù)見表1。此外,圖6 為所提結(jié)構(gòu)的仿真拓?fù)洹?/p> 圖6 仿真拓?fù)鋱D 表1 器件參數(shù) 圖7 分別給出了Vs=110 V 和Vs=220 V 時(shí)的仿真波形??梢钥闯?,輸入電流和電壓基本保持相同相位;此外,實(shí)測(cè)在不同輸入電壓下的功率因數(shù)分別為98.83%和99.17%,其值遠(yuǎn)遠(yuǎn)滿足Energy-star對(duì)電器設(shè)備的要求。 圖7 不同輸入電壓下的輸入電流波形 由于LED 為電流型器件,輸出電流的性能為系統(tǒng)的重要衡量標(biāo)準(zhǔn)。對(duì)此,圖8 給出了Vs=110 V和Vs=220 V 時(shí)的輸出電流波形。觀察圖8(a),電路3 ms 內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定,驗(yàn)證了所提電路快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。另一種情況如圖8(b)所示,此時(shí)輸入電壓為220 V,此時(shí)輸出電流穩(wěn)定在1.4 A,其紋波電流約為40 mA。滿足LED 對(duì)驅(qū)動(dòng)器電流紋波在20%以下的要求,證明所提LED 驅(qū)動(dòng)器擁有較好的輸出性能。 圖8 不同輸入電壓下的輸出電流波形 為進(jìn)一步驗(yàn)證所提電路的正確性和可行性,搭建了100 W 實(shí)驗(yàn)樣機(jī),且實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真相同。 圖9(a)和圖9(b)為輸入電壓有效值為110 V 和90 V 時(shí),測(cè)得相應(yīng)的輸入電流的實(shí)驗(yàn)波形。由圖9 可知,輸入電流的包絡(luò)線可近似看做一條正弦波,且輸出電壓和電流相位幾乎重疊。采用TEK 功率因數(shù)分析儀PA3000 對(duì)滿載時(shí)功率因數(shù)和輸入電流諧波含量進(jìn)行測(cè)量,其測(cè)量結(jié)果分別為99.3%和98.7%;其諧波含量分別為3.9%和4.8%。輸入電流雖略有畸變,但諧波含量均小于5%。 圖9 輸入電壓和電流的實(shí)驗(yàn)波形 圖10 為在開關(guān)頻率下輸入電流的實(shí)測(cè)波形。由圖10 可知,輸入電流明顯工作在斷續(xù)狀態(tài)(DCM)。因此,后級(jí)二極管的反向恢復(fù)時(shí)間被消除,其傳遞效率得到進(jìn)一步提升。 圖10 開關(guān)頻率下的輸出電流的測(cè)量波形 為滿足節(jié)能的要求,LED 驅(qū)動(dòng)器大范圍且穩(wěn)定的亮度調(diào)節(jié)是其判斷性能的重要指標(biāo)。圖11(a)和圖11(b)為通過對(duì)開關(guān)管S2進(jìn)行PWM 調(diào)節(jié)得到的輸出電流的實(shí)驗(yàn)波形。由圖11(a)和圖11(b)可知,開關(guān)管S1占空比為0.27 和0.43 時(shí),其輸出電流的幅值分別穩(wěn)定在1 A 和1.5 A。此外,輸出電流的峰-谷值與平均值的比值分別為6.9%和7.2%。因此,所提驅(qū)動(dòng)器將不存在頻閃現(xiàn)象。圖11(c)為亮度調(diào)節(jié)的動(dòng)態(tài)過程;其快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)驗(yàn)證了控制單元設(shè)計(jì)的正確性。 圖11 輸出電流的實(shí)驗(yàn)波形 由于削峰填谷電路經(jīng)常用于日常照明電源的AC/DC 功率變換器場(chǎng)合,而目前文獻(xiàn)[15]的方案多被采用。因此,將本文與文獻(xiàn)[15]所提電路在不同的電壓等級(jí)下進(jìn)行了效率測(cè)試,其結(jié)果如圖12 所示。圖12 中,所提電路的效率在各個(gè)測(cè)試點(diǎn)幾乎均高于文獻(xiàn)[15],并在輸入電壓的有效值為85 V 時(shí)達(dá)到其峰值效率91.3%。 圖12 不同輸入電壓下的轉(zhuǎn)換效率 本文提出了一種基于Boost 的新型單級(jí)AC-DC變換器,引入了優(yōu)化的填谷電路,并加入一選擇開關(guān)以獲得最優(yōu)性能,解決了該變換器的固有電壓應(yīng)力問題,可在工程實(shí)踐中推廣應(yīng)用。其他主要優(yōu)點(diǎn)包括高功率因數(shù)、電容和主要開關(guān)上的較低的電壓應(yīng)力。相比于傳統(tǒng)變換器的設(shè)計(jì),本文對(duì)改進(jìn)的填谷電路設(shè)計(jì)過程做出詳細(xì)討論和分析。最后,仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,本文設(shè)計(jì)的變換器具有很好的實(shí)用性,并為工程實(shí)踐提供了有力支持。2 參數(shù)設(shè)計(jì)和控制策略
2.1 前級(jí)Boost 變換器設(shè)計(jì)
2.2 填谷電路的參數(shù)設(shè)計(jì)
2.3 DPWM 控制與實(shí)現(xiàn)
3 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果
3.1 仿真驗(yàn)證
3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
4 結(jié)論