適用于雙極性低壓直流微電網(wǎng)的自平衡隔離型DC-DC變換器

裴忠晨，宋曉民，劉 闖，林 琳，朱 帝，姜 宇，王菁月，李 輝

（1. 東北電力大學 電氣工程學院，吉林 吉林 132012；2. 國網(wǎng)山東省電力公司淄博供電公司，山東 淄博 255000；3. 浙江華云清潔能源有限公司，浙江 杭州 310000）

0 引言

為實現(xiàn)碳達峰、碳中和目標，終端能源電氣化水平將大幅提高，電力將成為支撐經(jīng)濟發(fā)展和民生改善的主體終端能源［1］。低壓直流微電網(wǎng)對于可再生能源、儲能裝置以及新型直流負荷具有天然優(yōu)勢，是替代傳統(tǒng)交流微電網(wǎng)的新興方案［2-4］。低壓直流系統(tǒng)目前主要存在2 種系統(tǒng)架構(gòu)，即單極性系統(tǒng)和雙極性系統(tǒng)［5］。其中，雙極性系統(tǒng)可以提供3 個不同電壓等級的直流母線，配電方式具有更高的靈活性［6-7］。另外，當一極發(fā)生故障停運時，另一直流極可以繼續(xù)輸送50%的額定功率，從而提高了系統(tǒng)可靠性［8］。雙極性系統(tǒng)需要克服由不對稱負載導致的兩極母線電壓不平衡問題，通常需要額外接入電壓平衡器［9-11］。

文獻［12］提出了一種基于電壓平衡器的雙極性低壓直流微電網(wǎng)方案。文獻［13］提出了一種新型電壓平衡器拓撲結(jié)構(gòu)和控制策略，可實現(xiàn)雙極性直流系統(tǒng)母線電壓的穩(wěn)定。為防止開關管擊穿以適應更高的低壓直流微電網(wǎng)電壓等級，文獻［14］引入了Buck／Boost 平衡器。文獻［15］研究了一種三電平電壓平衡器，可以滿足大功率變換應用場景需求。在此基礎上，文獻［16-18］分別提出了Super-Sepic、Super-Zeta 和Sepic-Cuk 衍生電壓平衡器。文獻［19］提出了一種無變壓器兩級AC-DC 平衡器，直接從傳統(tǒng)交流電網(wǎng)構(gòu)建雙極直流母線。

上述電壓平衡器皆為非隔離型變換器，不具備電氣隔離功能，輸出電流紋波相對較大，需要較大的電容或電感來抑制電流紋波，進而增加了成本和體積。文獻［20］使用交錯Buck／Boost 類型電壓平衡器，減小了電感電流紋波和電容體積。

對隔離型電壓平衡器，文獻［21］使用2 個獨立的DC-DC 模塊級聯(lián)，分別與正、負極連接，或使用帶有多繞組變壓器的三端口DC-DC 模塊，結(jié)構(gòu)簡單，但需要額外的轉(zhuǎn)換器與隔離繞組變壓器，增加了整個系統(tǒng)的成本、體積與控制復雜性；文獻［22］提出一種三電平二極管中性點箝位變換器，在不平衡負載條件下需要不同的平衡策略對中性點電壓進行閉環(huán)調(diào)節(jié)，控制復雜且平衡極電流過大；文獻［23］在三電平雙有源橋變換器的基礎上提出了一種電壓平衡器，該變換器通過2 種開關調(diào)制方式獨立控制每個直流極輸出功率，在不平衡負載條件下需要復雜的閉環(huán)控制與調(diào)制來調(diào)節(jié)直流極電壓，且需要額外的開關器件；文獻［24］在CLLC DC-DC 變換器二次側(cè)增加2 個平衡電感實現(xiàn)電壓自平衡，無需額外的開關器件，在不平衡負載條件下需要閉環(huán)控制補償死區(qū)時間來平衡兩直流極電壓誤差。

因此，本文提出了一種適用于雙極性低壓直流微電網(wǎng)的自平衡隔離型DC-DC 變換器拓撲結(jié)構(gòu)，具有以下主要特點：①具有高頻隔離功能，增加了安全保障；②平衡電感之間均流，具有更小的電流應力和更高的效率；③平衡電感交錯并聯(lián)，減小了輸出電流紋波；④實現(xiàn)了電壓平衡，且無需額外閉環(huán)控制策略，二次側(cè)開關管均實現(xiàn)零電壓開關（ZVS），可以在開環(huán)下工作。所提出的自平衡隔離型DC-DC 變換器為雙極性低壓直流微電網(wǎng)雙極母線電壓平衡問題提供了一種新的思路。

1 隔離型DC-DC變換器拓撲結(jié)構(gòu)與調(diào)制策略

圖1 為基于電壓平衡器的雙極性三線制低壓直流微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)，可以為新型直流源／荷提供不同電壓等級端口，以便不同電壓等級和功率等級的分布式電源、儲能裝置與直流負荷接入，拓寬了功率變換器接入電壓等級范圍。同時，引入電壓平衡器后的雙極性低壓直流微電網(wǎng)，具有良好的電能質(zhì)量和供電連續(xù)性，易于實現(xiàn)功率等級拓展，具備良好的兼容性與靈活性。此外，雙極性系統(tǒng)可以降低設備的絕緣水平，以實現(xiàn)低壓直流配電系統(tǒng)的可靠供電。

圖1 雙極性低壓直流微電網(wǎng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of bipolar low voltage DC microgrid

自平衡隔離型DC-DC 變換器拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示，該變換器由一次側(cè)全橋電路（Q1—Q4）、具有等效漏感Lr的高頻變壓器（HFT）、二次側(cè)全橋電路（S1—S4）、濾波裝置以及平衡電感組成。

圖2 自平衡隔離型DC-DC變換器拓撲Fig.2 Topology of self-balancing isolated DC-DC converter

在二次側(cè)全橋電路橋臂中點接入平衡電感L1、L2（L1=L2），由平衡電感連接點引出中性線構(gòu)建雙極性三線制低壓直流微電網(wǎng)，二次側(cè)全橋電路所有開關管工作在占空比接近50%的恒定模式。圖2 中：v1、v2和i1、i2分別為高頻變壓器一次側(cè)、二次側(cè)電壓和電流；iL1、iL2分別為平衡電感L1、L2中的電流；VdcL為直流輸入電壓；iin為輸入電流；VdcH為HFT 交流電壓經(jīng)S1—S4變換的高頻直流電壓；k為HFT 變比；R1、R2分別為正、負極直流母線的等效負載；iR1、iR2分別為正、負極負載電流；Vout1、Vout2分別為正、負極直流母線電壓；Vout為總母線電壓，且Vout=Vout1+Vout2；io為中性線電流；Lf1、Cf1組成正極濾波器；Lf2、Cf2組成負極濾波器。

由于二次側(cè)并聯(lián)平衡電感的加入，在最大限度消除紋波的前提下，每個模塊開關信號彼此交錯且電感電流波形相互交錯，負載輸出電流紋波幅值降低，頻率也提高為原來的2 倍。此外，電壓根據(jù)需求進行設置，變換器可對負載變化提供快速動態(tài)響應。

借鑒該變換器已有的移相全橋調(diào)制策略、周波變換器調(diào)制策略等，推導出基于鋸齒載波的移相制策略，如附錄A 圖A1 所示，開關信號周期為載波信號vref周期的1/2。每當調(diào)制波幅值大于載波幅值時，驅(qū)動信號進行取反。在該調(diào)制策略下，二次側(cè)全橋開關管輸出50%占空比的開關信號（開通、關斷時間均為1 個載波周期）。設D（0≤D≤1）為變換器調(diào)制信號，超前橋臂的調(diào)制信號Dn與滯后橋臂的調(diào)制信號Dm可以表示為：

2 自適應平衡工作過程與機理分析

2.1 R1=R2平衡負載條件下的工作原理

當正、負極負載平衡（R1=R2）時，Vout1=Vout2，io=0（iR1=iR2）。平衡電感兩端電壓與一次側(cè)開關管導通時間相關，當一次側(cè)處于續(xù)流階段時，平衡電感電壓為0，此時輸出電壓由濾波電感Lf1、Lf2兩端電壓支撐，如附錄A 圖A2 所示。由圖可知，二次側(cè)開關管的開通與關斷均處于一次側(cè)電路續(xù)流部分，此時變壓器兩端電壓為0，二次側(cè)開關管均能實現(xiàn)ZVS。平衡負載下該變換器的工作波形與常規(guī)單極性相同，其工作模式不再贅述。

2.2 R1＞R2不平衡負載情況下的工作原理

為了分析自平衡變換器在不同工況的工作特性，下面給出了其換流過程，附錄A 圖A3 給出了不平衡負載情況下的波形圖。為了簡化分析換流過程，做出以下假設：①所有的有源開關都是理想的，可忽略開關管Q1—Q4、S1—S4中的寄生電容；②忽略工程差異，平衡電感L1=L2；③HFT 漏感Lr等效到理想變壓器一次側(cè)。

該變換器在1個完整開關周期內(nèi)可以分成12個工作模式，附錄A 圖A4 詳細展示了前半周期的6 個工作模態(tài)的變換過程，具體分析如下。

模態(tài)2（［t2，t4））。如圖A4（c）所示，在t2時刻，iL1=iL2=io/2，iL1持續(xù)增大，L1處于充電狀態(tài)，L2處于放電狀態(tài)。在t3時刻，iL2進行換向，由0開始反向增大，此時L1、L2均處于充電狀態(tài)。開關管導通方向與上一模態(tài)相同。

模態(tài)3（［t4，t6））。如圖A4（d）所示，在t4時刻，Q1關斷，Q3導通，i1從Q1轉(zhuǎn)向到Q3的反并聯(lián)二極管，v1和v2變?yōu)?，變壓器一次側(cè)處于續(xù)流狀態(tài)。由于無電壓映射到二次側(cè)，二次側(cè)無箝位電壓，S1—S4均處于導通狀態(tài)。為保證電流從S1、S4換向到S2、S3時一直存在電流通道，避免出現(xiàn)電壓沖擊，在重疊死區(qū)過程中，變換器二次側(cè)的所有開關都處于導通狀態(tài)，由于濾波電感的作用，濾波電感電流可以認為保持不變。此時平衡電感電流均處于極值狀態(tài)并保持不變，平衡電感電壓vL1、vL2均為0。該過程中，平衡電感電流流經(jīng)電壓器勵磁繞組，將二次側(cè)電流映射到一次側(cè)。濾波電感Lf1、Lf2的兩端電壓vf1、vf2的表達式為：

式中：ip、in分別為流過濾波電感Lf1、Lf2的電流。

模態(tài)4（［t6，t7））。如圖A4（e）所示，在t6時刻，Q4關斷，電流i1流經(jīng)Q2、Q3的反并聯(lián)二極管，二次側(cè)工作過程與模態(tài)3 相似。此時，在一次側(cè)建立電壓-VdcL，而二次側(cè)電壓v2仍為0，i1、i2反向，發(fā)生占空比丟失。由于二次側(cè)并聯(lián)電感的存在，電感電流映射到一次側(cè)，i1＜i2，使Q2、Q3更易實現(xiàn)ZVS。電感L1、L2均處于放電狀態(tài)。

該變換器后半周期的6 個工作模態(tài)與前半周期的6個工作模態(tài)對稱，不再詳細描述。

2.3 平衡電感自補償電壓平衡機制

由上述不平衡負載工作過程分析可知，所提出的單級式雙極性DC-DC 變換器具有極電壓自補償平衡能力，這是2 個并聯(lián)電感固有的平衡能力。對于電感L1：當Q1、Q4觸發(fā)導通且iL1由最小值增至最大值時，vL1與正極直流母線電壓相等；而當Q2、Q3觸發(fā)導通且iL1由最大值減至最小值時，vL1與負極直流母線電壓相等。電感L2與L1相似，不再贅述。穩(wěn)態(tài)下，正極直流母線電壓根據(jù)基爾霍夫電壓定律可知：

式中：t0-4為施加到電感的正向電壓持續(xù)時間，t0-4=DTS/2，TS為1 個周期時長；t4-6為續(xù)流階段時間。vL1=vL2=DVdcL/2，故兩直流極電壓相等，即Vout1=Vout2=Vout/2。若兩直流極之間的負載不同，則電感電流向著較大負載一側(cè)產(chǎn)生電流偏移，通過對平衡電感的充放電，將在負載大的直流極流過較小電流，而在負載小的直流極流過較大電流，從而在電感電流iL1和iL2中建立直流偏置，即附錄A 圖A3 中的io/2，中性線電流io將電能從負載大的直流極轉(zhuǎn)移到負載小的直流極，實現(xiàn)雙極性直流母線結(jié)構(gòu)的功率分配，解決了正、負極母線的負載不平衡問題。

R1＞R2不平衡負載條件下電壓電流紋波如圖3所示。由圖可知，兩相電感電流的平均值從0 變化到50 A，不平衡功率可通過平衡電感傳遞給負載R2，以維持兩極之間電壓平衡。Vout1紋波周期TM、iR2紋波周期TN如圖3所示，每個橋臂的開關信號彼此交錯，輸出紋波的幅值降低，同時輸出紋波的頻率也提高為原來的2 倍，從而減小了濾波元件的尺寸和體積。電感電流iL1、iL2的合成波形為io波形，合成的電感電流頻率為單一電感電流頻率的2 倍，可求得等效占空比Di如式（8）所示。

圖3 R1＞R2不平衡負載條件下的電壓、電流紋波Fig.3 Voltage and current ripples under unbalanced load condition（R1＞R2）

3 自平衡DC-DC變換器參數(shù)優(yōu)化設計

3.1 軟開關設計

在移相全橋變換器中，一次側(cè)滯后橋臂難以實現(xiàn)ZVS是眾所周知的問題，在合理的死區(qū)范圍內(nèi)，要實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS 需增大變壓器的漏感，但變壓器漏感過大會導致變壓器磁損增加，不利于效率的提升。此外，變壓器的一次側(cè)串聯(lián)諧振電感還會引起占空比丟失的增加。

由不平衡負載條件下的工作模態(tài)分析可知，自平衡變換器超前橋臂ZVS的實現(xiàn)與傳統(tǒng)移相全橋變換器工作方式相似，而在滯后橋臂導通時，由于二次側(cè)平衡電感的存在，電感電流在一次側(cè)續(xù)流階段會映射到變壓器一次側(cè)，使得一次側(cè)在超前橋臂向滯后橋臂轉(zhuǎn)換時，如式（11）所示，電流i1能夠滿足ZVS能量轉(zhuǎn)換的需要，因此平衡電感電流有助于滯后橋臂換流。由于滯后橋臂的ZVS 條件與漏感關聯(lián)減弱，變壓器漏感可以設計得很小，該平衡器拓撲可以實現(xiàn)寬范圍ZVS，原邊導通損耗小。

式中：Zp為開關管阻抗；I2為變壓器二次側(cè)電流有效值；Ih為映射電流；ω為開關角頻率；ts為t4至t6的續(xù)流時間；Coss為開關管寄生電容；VC2、VC4分別為開關管Q2、Q4的寄生電容電壓。在Q2開通前若VC2=0，則Q2可以實現(xiàn)ZVS以降低開通損耗。

由式（11）可知，滯后橋臂實現(xiàn)ZVS時，在不增加變壓器漏感的情況下，二次側(cè)平衡電感中電流可通過變壓器映射到一次側(cè)，使滯后橋臂容易實現(xiàn)ZVS。

實現(xiàn)ZVS 需要滿足最小的實現(xiàn)軟開關能量，開關管Q1—Q4的寄生電容電壓VC1（t）=…=VC4（t）=VdcL，一次側(cè)電流與滯后橋臂電容電壓間的關系如下：

式中：Icrt為實現(xiàn)ZVS 的最小輸出電流；Coss2、Coss4分別為開關管Q2、Q4的寄生電容。

3.2 平衡電感設計

由于平衡電感的存在，在不平衡負載條件下電感電流將在中性線中產(chǎn)生直流偏置，將在兩直流極間進行能量轉(zhuǎn)換，使2 個直流極電壓自適應保持平衡。通過對直流極負載的選?。匆恢绷鳂O負載為空載，另一直流極負載為額定值），使中性線中產(chǎn)生最大直流偏置，進而對平衡電感進行設計。變換器正、負直流極輸出功率如式（14）所示。

由式（19）可知，在解決變換器不平衡能力的限制時，需要對平衡電感進行評估，在不平衡負載條件下，需要滿足平衡電感充放電能力，進而滿足平衡電感飽和能力。在極端條件下，一直流極滿載，另一直流極空載，滿載直流極流過的電流等于中性點直流偏置的電流，2 個平衡電感交錯電流最大值均大于直流偏置電流，即要滿足平衡能力，平衡電感的選擇應大于理論值。在滿足平衡能力的情況下，使得該電壓平衡器具有良好的動態(tài)響應和電壓均衡能力。

3.3 中性點電位偏移

平衡電感中存在較小值的等效電阻，在不平衡負載條件下會產(chǎn)生中性點電位直流偏置現(xiàn)象。當中性點電位偏移量過大時，正、負極直流母線電壓將產(chǎn)生電壓差。中性點直流偏置等效電路如圖4 所示。圖中，R0為平衡電感等效電阻，2個R0分別與R1、R2并聯(lián)，當R1=R2時電壓被平分，當R1≠R2時電壓將會產(chǎn)生微小差值。

圖4 變換器等效電路Fig.4 Equivalent circuit of converter

圖5 給出了平衡負載與不平衡負載條件下，中性點電位變化情況。在不平衡負載條件下，由等效電路可知，中性點會偏移數(shù)值為ΔV的電位差。因此，正、負極直流母線端口電壓出現(xiàn)了2ΔV的電壓差。平衡電感等效阻值較小，兩極間出現(xiàn)的電壓差可以忽略不計。

圖5 中性點電位變化情況Fig.5 Change of neutral point potential

極間電壓差如附錄A 圖A5 所示。由圖可見，當輸入電壓為1000 V，D=0.95，R0=0.01 Ω 時，直流偏置電流io=42.6 A，極間電壓差2ΔV=0.852 V，即每個電極有0.089%電壓偏差。

4 實驗分析

為了驗證所提出的自平衡隔離型DC-DC 變換器拓撲結(jié)構(gòu)及相應的理論分析的正確性，搭建了一套實驗室級變換器樣機，如附錄B 圖B1 所示，實驗參數(shù)如附錄B表B1所示。

4.1 平衡負載情況下的實驗波形

為了驗證上述理論分析的正確性，將直流負載變?yōu)榭蛰d，即R1=R2=∞，對滯后橋臂ZVS 的實現(xiàn)進行驗證。附錄B 圖B2（a）為變壓器兩側(cè)電壓、電流波形，可以看出在滯后橋臂開關管換流階段i1＞i2，有助于寄生電容充放電；附錄B 圖B2（b）為滯后橋臂Q2驅(qū)動信號與寄生電容電壓VQ2波形，可以看出Q2在空載條件下能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，在一次側(cè)續(xù)流階段平衡電感電流將映射到一次側(cè)，有助于滯后橋臂ZVS 的實現(xiàn)。實驗結(jié)果與理論分析一致，該變換器在輕載條件下將減少開關管損耗。

直流極負載R1=R2=16 Ω 時的電感電壓、電流波形如附錄B 圖B3（a）所示。由圖可知，iL1、iL2關于零值對稱，io=0。當iL1由負到正、增長率為正時，對應的vL1為正；當iL2由負到正、增長率為正時，對應的vL2為正；當一次側(cè)處于續(xù)流階段（1-D）TS時，iL1、iL2處于極值狀態(tài)，對應的電感電壓為0。

輸入側(cè)直流端口電壓為200 V，D=0.95，R1=R2=16 Ω，兩直流極輸出電壓、電流波形如附錄B 圖B3（b）所示。由圖可知，穩(wěn)態(tài)下Vout1=Vout2=95 V，負載電流iR1=iR2=5.93 A，實驗值與理論值相吻合，驗證了式（2）的正確性。

4.2 不平衡負載情況下的實驗波形

在不平衡負載情況下，R1=80 Ω，R2=16 Ω，電感電流將會產(chǎn)生偏移，進而中性線電流io產(chǎn)生直流偏置，如圖6（a）所示。由圖可知，在一個開關周期TS內(nèi)，濾波前負載電流iR2紋波頻率為電感電流紋波頻率的2 倍，與上述分析一致。平衡電感電壓vL1與濾波電感電壓vf1如圖6（b）所示，Vout1由vL1和vf1疊加得到。

圖6 R1＞R2不平衡負載情況下的實驗波形Fig.6 Experimental waveforms under unbalanced load condition（R1＞R2）

輸入側(cè)直流端口電壓為200 V，D=0.95，R1從80 Ω 突變?yōu)?6.7 Ω 時，輸出電壓、電流實驗波形如圖7（a）所示。在虛線前，兩直流極電壓相等；在虛線處，iR1由1.18 A 階躍到3.55 A，iR2保持恒定，io將從正極轉(zhuǎn)移到負極，保持了直流極電壓的平衡；在虛線后，兩直流極電壓相等，保持平衡。圖7（b）為R1從∞突變?yōu)?0 Ω 時的實驗波形，iR1在虛線處由0 階躍到2.375 A。由圖7 可見，無論直流極負載是否階躍變化，兩直流極電壓始終保持平衡。

圖7 R1＞R2不平衡負載情況下負載階躍的實驗波形Fig.7 Experimental waveforms with step change of load under unbalanced load condition（R1＞R2）

圖6、7 中的實驗波形表明，所提出的自平衡隔離型DC-DC 變換器具有良好的動態(tài)響應和電壓平衡能力。

5 結(jié)論

針對雙極性低壓直流微電網(wǎng)架構(gòu)，提出了一種自平衡隔離型DC-DC 變換器。所提出的變換器無需復雜控制均壓策略，避免了額外的電壓平衡器裝置接入，能夠提高雙極性低壓直流微電網(wǎng)的運行可靠性與結(jié)構(gòu)緊湊性，并可在不平衡負載情況下甚至在其中一個直流極空載的情況下完全平衡雙極電壓。實驗結(jié)果驗證了該變換器的有效性與優(yōu)越性。

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