一種具備直流故障清除能力的新型MMC子模塊拓撲

束洪春，王文韜，江耀曦，邵宗學，王 銳，廖孟黎

（1. 昆明理工大學 電力工程學院，云南 昆明 650500；2. 昆明理工大學 信息工程與自動化學院，云南 昆明 650500）

0 引言

隨著電力電子技術的發(fā)展，基于模塊化多電平換流器（MMC）的高壓直流輸電（MMC-HVDC）系統(tǒng)受到廣泛關注。與傳統(tǒng)電網(wǎng)換相換流器（LCC）相比，MMC 不存在換相失敗的問題。MMC-HVDC 憑借傳輸效率高、諧波含量低及模塊化設計等優(yōu)點，已成為直流輸電領域的首選拓撲之一［1-4］，在新能源并網(wǎng)方面與其他輸電方式相比更具競爭力。

MMC-HVDC 雖具備上述諸多優(yōu)點，但直流側(cè)發(fā)生故障時，存在故障電流上升迅速且無過零點等問題，如何應對直流側(cè)故障仍是制約其發(fā)展的關鍵問題［5-7］。目前廣泛以半橋子模塊（HBSM）構成MMC作為主要方案，但HBSM 并不具備清除直流側(cè)短路故障的能力［8-9］。直流斷路器尚在發(fā)展，其成本較高且開斷短路電流的能力有限。目前直流故障大多采用斷開交流側(cè)斷路器等傳統(tǒng)保護方式，系統(tǒng)恢復時間過長，嚴重影響整個系統(tǒng)的可靠性。

利用子模塊自身特點清除直流故障電流是一種經(jīng)濟、有效的直流故障清除方式［10］，該方法通過改變子模塊本身的拓撲結構與開關管脈沖觸發(fā)方式來清除直流故障，無需直流斷路器，在降低成本的同時保證直流系統(tǒng)具有較高的可靠性。文獻［11］提出了一種具有直流故障阻斷能力的MMC 不對稱型全橋子模塊，該子模塊與全橋子模塊（FBSM）相比降低了所用IGBT 的數(shù)量，但故障清除速度較慢。文獻［12］推導了一種移位全橋子模塊，該子模塊相比其他具備直流故障自清除能力的子模塊拓撲結構具備額外的子模塊電容電壓自均衡能力。文獻［13］提出了一種基于HBSM 與改進型HBSM 的改進混合型半橋MMC，其借助橋臂轉(zhuǎn)移支路和直流能量耗散支路，配合相應的協(xié)調(diào)控制策略，實現(xiàn)直流故障電流阻斷。文獻［14］提出了一種適用于實時仿真的MMC 電容電壓優(yōu)化均衡方法。該算法采用一種串、并行觸發(fā)結合的混合觸發(fā)模式，大幅減少了觸發(fā)脈沖產(chǎn)生的時間。為了具備直流故障清除能力，上述子模塊所用器件過多，建設成本高，運行損耗大，降低系統(tǒng)運行的可靠性，從子模塊工作模式可以看出，相比HBSM，上述子模塊控制復雜，靈活性差，進一步降低了系統(tǒng)可靠性。

為解決上述問題，本文提出一種兼具經(jīng)濟性與靈活性的具備直流故障自清除能力MMC子模塊——基于半橋的五電平新型子模塊（FLHBSM）拓撲。首先給出了FLHBSM 的拓撲結構及其所有工作模式，對直流故障清除機理進行了分析說明，并與其他典型子模塊拓撲在器件數(shù)量、運行損耗等方面進行了對比，進一步證明了FLHBSM 可以較好地兼容適用于HBSM 的電容均壓策略，并可根據(jù)實際需要在均壓方案中擇優(yōu)。最后在MATLAB／Simulink 平臺搭建仿真模型，驗證了FLHBSM的有效性。

1 FLHBSM拓撲結構及工作模式

1.1 FLHBSM拓撲結構

FLHBSM 拓撲結構如圖1 所示，該拓撲結構由9個IGBT（T1—T9）、4 個電容（C1—C4）和10 個二極管（D1—D10）構成。圖中，Usm為FLHBSM的輸出電平。

圖1 FLHBSM拓撲結構Fig.1 Topology structure of FLHBSM

FLHBSM 由4 個HBSM 通過特定的連接方式得到。與4個HBSM 串聯(lián)拓撲結構相比，F(xiàn)LHBSM 的輸出電平為單個HBSM 的4 倍，其拓撲所增加的復雜度不高，且FLHBSM 中4 個子模塊電容的投切互不影響，這與4 個HBSM 串聯(lián)結構相同，雖然具體實現(xiàn)難度略有增加，但FLHBSM具備直流故障清除能力。

FLHBSM 拓撲中4個HBSM 均設置旁路開關，當其中任意HBSM 出現(xiàn)故障時，通過旁路開關將其旁路，因此不會影響其余3 個HBSM 的投入與切除，此時可用1 個HBSM 代替故障元件，這與4 個HBSM 串聯(lián)結構類似。只有FLHBSM 中的T7、D7、D10出現(xiàn)故障時，才會影響整個子模塊的運行，此時可以用4 個HBSM 代替單個故障FLHBSM。因此MMC系統(tǒng)的冗余子模塊可使用FLHBSM 進行配置，也可使用少量HBSM進行配置。

1.2 FLHBSM工作模式

FLHBSM 共有15 種正常工作模式和2 種閉鎖工作模式。當FLHBSM 正常運行時，T7始終工作在導通狀態(tài)，通過控制其他IGBT 的開通和關斷可使FLHBSM 工作在15 種正常模式。當MMC 啟動或直流側(cè)發(fā)生故障時，所有IGBT 均關斷，電流通過與IGBT 反并聯(lián)的二極管和二極管D10流通，F(xiàn)LHBSM工作在2種閉鎖模式。各工作模式下FLHBSM 的IGBT開關狀態(tài)如附錄A表A1所示，各工作模式下FLHBSM的電流流通路徑圖見附錄A圖A1。

由表A1 和圖A1 可知：在正常工作模式下，T7始終導通，T1、T2的開關狀態(tài)相反，控制C1的投入與切除；T3、T4的開關狀態(tài)相反，控制C2的投入與切除；T5、T6的開關狀態(tài)相反，控制C3的投入與切除；T8、T9的開關狀態(tài)相反，控制C4的投入與切除。FLHBSM可以獨立輸出任意一個電容電壓，各電容的投入與切除互不影響，控制方式靈活，通過均壓排序算法可以實現(xiàn)電容電壓的均衡，且控制難度與4 個HBSM串聯(lián)結構基本相同。FLHBSM 的輸出電壓Usm與各電容電壓UC1—UC4的關系可表示為：

式中：S1、S4、S5、S7、S9分別為T1、T4、T5、T7、T9的觸發(fā)信號，其取值為0 表示IGBT 關斷，取值為1 表示IGBT導通。可以根據(jù)電路實際需要，通過控制IGBT 的通斷使4 個電容任意組合輸出，使每個電容具有更好的均壓效果，控制靈活度高。

2 直流故障自清除機理

在柔性直流輸電系統(tǒng)中，直流側(cè)可能發(fā)生的故障一般包括單極接地故障和雙極短路故障［15-17］，雙極短路故障的危害比單極接地故障更嚴重，因此本文以直流線路雙極短路故障為例進行分析。

2.1 FLHBSM閉鎖前的故障電流分析

由本文所提FLHBSM 構成的MMC 拓撲結構圖見附錄A 圖A2，其拓撲結構與全橋和半橋型MMC類似，基于FLHBSM 的MMC 上、下橋臂均由橋臂電感La、橋臂電阻Ra以及N個FLHBSM串聯(lián)構成。

在直流故障發(fā)生前，基于FLHBSM 的MMC 處于正常工作模式，采用最近電平逼近調(diào)制（NLM）策略，每相橋臂有4N個子模塊電容處于投入狀態(tài)，其余4N個子模塊電容處于旁路狀態(tài)，采用子模塊電容均壓算法后，每個子模塊電容電壓都是動態(tài)變化的，可以認為每個子模塊電容電壓均為UC。直流側(cè)電壓Udc與子模塊電容電壓UC之間的關系可表示為：

圖2 為故障回路等效的RLC 放電電路。圖中：Ldc和Rdc分別為直流線路電感和電阻；Rf為短路電阻；idc(t)為故障后閉鎖前直流側(cè)短路電流；uC(t)為任意時刻t下橋臂等效電容兩端電壓。

圖2 FLHBSM閉鎖前MMC等效電路Fig.2 Equivalent circuit of MMC before FLHBSM blocking

由圖2可得故障電流方程組如式（5）所示。

從idc(t)的物理意義出發(fā)，在直流側(cè)雙極短路發(fā)生后的短時間內(nèi)，idc(t)主要由兩部分組成，一部分是子模塊電容向故障點釋放的能量，另一部分是橋臂電感以及直流線路上電感吸收的能量，其中，由子模塊電容釋放的能量占主導部分，兩部分的疊加使得idc(t)迅速增大。

2.2 FLHBSM閉鎖后的故障電流分析

當短路電流上升到一定值后，系統(tǒng)檢測到短路故障并向FLHBSM 發(fā)出閉鎖信號，使基于FLHBSM的MMC 進入閉鎖狀態(tài)，此時故障回路等效電路如圖3 所示。圖中：i＇dc(t)、C＇0分別為閉鎖后直流側(cè)短路電流、等效電容；u＇C(t)為閉鎖后任意時刻t下橋臂等效電容兩端電壓。

圖3 FLHBSM閉鎖后MMC等效電路Fig.3 Equivalent circuit of MMC after FLHBSM blocking

由附錄A 表A1 和圖A1（q）可知，F(xiàn)LHBSM 閉鎖后電流由子模塊負輸入端輸入時，每相FLHBSM 中有4N個子模塊電容投入電路中充電，因此閉鎖后橋臂等效電容C＇0的表達式如式（7）所示。

從i＇dc(t)的物理意義出發(fā)，F(xiàn)LHBSM 閉鎖后，由于回路中電感的作用，短路電流無法突變，短時間內(nèi)方向仍與二極管導通方向相同，此時子模塊電容反向接入故障回路中進行充電，二極管會因為子模塊電容的反向電壓箝位而關斷，回路中的短路能量回饋到子模塊電容中，故障電流下降到0 后不會反向增大，電容無法向故障點釋放能量［18］。

針對子模塊閉鎖后交流側(cè)可能通過MMC 向短路點饋入電流問題，作出如下分析。以a、b 兩相為例，子模塊閉鎖后，交流側(cè)可能通過a相上橋臂、b相下橋臂與短路點構成回路向短路點饋入能量，該回路如圖4 所示。圖中：UCS為單相單個橋臂子模塊閉鎖后反向投入的單個子模塊電容電壓；Uab為a、b 兩相線電壓；Lab為回路總電感；Rab為回路總電阻。

圖4 交流側(cè)饋流等效電路Fig.4 Equivalent circuit of feed current at AC side

直流系統(tǒng)正常運行時，忽略二極管導通壓降及電阻、電感壓降。交流電壓與子模塊電容電壓應滿足：

式中：m為電壓調(diào)制比；Usjm（j=a，b）為j相交流側(cè)相電壓幅值；Uabm為a、b兩相線電壓幅值。當直流側(cè)短路，子模塊閉鎖后，每相上、下橋臂各有2N個子模塊電容反向投入電路，即閉鎖后等效電容C＇0兩端電壓為4NUCS。由式（10）可得：

式（11）恒成立，因此FLHBSM 閉鎖后可以保證MMC 閥側(cè)電壓高于交流電壓幅值。交流側(cè)無法向故障點饋入能量，實現(xiàn)直流故障的自清除［19］。

3 FLHBSM經(jīng)濟性分析

3.1 耐壓方面

當FLHBSM 工作在正常工作模式時，對于T1、D1與T2、D2，當T1導通時，T1和D1承受單個開關管的導通壓降，T2和D2承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關管的導通壓降之和；當T2導通時，T2和D2承受單個開關管的導通壓降，T1和D1承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關管的導通壓降之和，這與HBSM 開關管的耐壓特性類似。對于T3、D3與T4、D4和T5、D5與T6、D6以及T8、D8與T9、D9，均與T1、D1與T2、D2的耐壓特性類似，可能承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關管的導通壓降之和。T7、D7始終保持開通狀態(tài)，因此T7、D7承受單個開關管的導通壓降。對于D10，當電容C2—C4均投入電路中時，D10承受最大反向電壓3UC，可用3個反向額定電壓為UC的二極管串聯(lián)等效。

當FLHBSM 工作在閉鎖工作模式，橋臂電流由子模塊正輸入端流入、負輸入端流出時，T1、D1、T4、D4、T5、D5、T7、D7、T9、D9均承受單個開關管導通壓降；T2、D2、T3、D3、T6、D6、T8、D8承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關管的導通壓降之和，D10承受最大反向電壓仍為3UC。當FLHBSM 工作在閉鎖工作模式，橋臂電流由子模塊負輸入端流入、正輸入端流出時，T5、D5、T6、D6均承受單個子模塊電容電壓的一半；由于D3、D8的導通使得T2、D2、T3、D3與T8、D8、D10均承受單個開關管導通壓降，T1、D1、T4、D4與T9、D9承受的最大反向電壓為單個子模塊電容電壓與單個開關管的導通壓降之和；T7、D7承受的最大反向電壓為子模塊電容電壓的2倍。

由上述分析可知，F(xiàn)LHBSM 中除了T7、D7以及D10外，其他所有開關管可能承受的最大反向電壓均為單個子模塊電容電壓與單個開關管的導通壓降之和。T7、D7可能承受的最大反向電壓約為子模塊電容電壓的2 倍。二極管D10可能承受的最大反向電壓約為3UC。搭建仿真模型得T1、T3、T5、T7、T9以及D10承受電壓波形見附錄A圖A3。

3.2 器件方面

由圖1 可知，F(xiàn)LHBSM 的器件主要由IGBT、二極管以及電容組成。由于不同子模塊在輸出相同電平數(shù)時所需電容成本是基本相同的，因此電容成本不計入器件方面分析中，本文器件成本只考慮IGBT 與二極管。

對比HBSM、FBSM、箝位雙子模塊（CDSM）以及半全混合型子模塊（HB-FBSM）和FLHBSM的器件成本。HBSM、FBSM、CDSM 以及HB-FBSM 拓撲結構圖見附錄A 圖A4。設由每種子模塊的上、下橋臂均包含N個子模塊電容，承受最大反向電壓為XUC（X=1，2，…）的IGBT 或二極管采用X個承受最大反向電壓為UC的IGBT 或二極管串聯(lián)代替。構建式（12）來近似表示各子模塊輸出單位電平所需投資成本S。

式中：St為子模塊輸出單位電平所需IGBT 的數(shù)量；M為二極管相對于IGBT 的價格比，本文取0.2；Sd為子模塊輸出單位電平所需二極管的數(shù)量；K為IGBT的單價。根據(jù)式（12）可得不同子模塊輸出單位電平所需成本，如表1 所示。由表1 可知，F(xiàn)LHBSM 相較于除HBSM 之外的其他子模塊，所用器件少，成本低，具有一定的經(jīng)濟優(yōu)勢，但HBSM 不具備故障清除能力。

表1 不同子模塊輸出單位電平所需成本Table 1 Different sub-modules output unit level costs

3.3 損耗方面

MMC 的運行損耗主要包含開關損耗和通態(tài)損耗，其中通態(tài)損耗在系統(tǒng)運行損耗中占有較高的比重。單位電平所需流通的電力電子器件個數(shù)可作為子模塊的運行損耗的衡量指標。

根據(jù)附錄A 表A1 和圖A1，在T7導通的前提下，F(xiàn)LHBSM 的4 個子模塊電容分別由不同的2 個IGBT控制投入電路或旁路，MMC 輸出電平數(shù)相同時，F(xiàn)LHBSM 與HBSM 所使用的電容均壓算法基本相同。在實際工程中MMC 電平數(shù)達到幾十甚至幾百，每個FLHBSM 比4 個HBSM 僅多一個T7和一個二極管D7的通態(tài)損耗，但由于T7與D7可能承受的最大反向電壓約為2 倍子模塊電容電壓，因此在損耗成本上FLHBSM約為HBSM的1.5倍。

FBSM相比HBSM在輸出單位電平時要多導通1組開關管，損耗是HBSM 的2 倍；CDSM 相比HBSM在輸出單位電平時要多導通0.5 組開關管，損耗是HBSM 的1.5 倍；HB-FBSM 相比HBSM 在輸出單位電平時要多導通0.5 組開關管，損耗也是HBSM 的1.5倍。在損耗成本上FLHBSM 與FBSM 相比要降低約25%，與CDSM、HB-FBSM基本持平。

4 子模塊電容均壓策略對比

FLHBSM 由4個HBSM 通過特定連接方式得到，與HBSM 所應用均壓算法基本相同。本文通過對所有子模塊電容應用優(yōu)先系數(shù)排序策略與冒泡法排序策略進行對比，突出FLHBSM的經(jīng)濟性與可控性。

優(yōu)先系數(shù)排序策略就是使每一個子模塊電容均參與電容電壓排序，通過這種方式使每個子模塊電容電壓差異較小，進而減小環(huán)流、諧波含量。通過取不同的優(yōu)先系數(shù)可以獲得不同的開關頻率與均壓效果。優(yōu)先系數(shù)排序策略流程圖見附錄A 圖A5。本文取允許的最小子模塊電容電壓Umin=0.9UN（UN為子模塊電容電壓額定值），允許的最大子模塊電容電壓Umax=1.1UN，充電投入優(yōu)先系數(shù)K1=0.97，充電切除優(yōu)先系數(shù)K2=1，放電投入優(yōu)先系數(shù)K3=1.03，放電切除優(yōu)先系數(shù)K4=1。應用冒泡法對所有子模塊電容電壓進行排序的流程圖見附錄A圖A6。

搭建基于FLHBSM 的MMC-HVDC 系統(tǒng)仿真模型，應用NLM 策略對2 種電容電壓排序算法的均壓效果進行比較，送端MMC a 相上橋臂各子模塊電容電壓仿真結果以及送端MMC a 相上橋臂T1的開關頻率波形見附錄A 圖A7。從仿真結果可以看出：冒泡法雖然可以獲得很好的均壓效果，但開關頻率過高，易損壞開關管，可靠性低；優(yōu)先系數(shù)排序算法均壓效果雖不如冒泡法，但電容電壓間的最大不平衡度不超過5%，滿足實際工程要求，并且大幅降低開關頻率，對器件的要求大幅降低，并可通過選取不同的優(yōu)先系數(shù)，在均壓效果和開關頻率之間做出權衡?？梢钥闯?，F(xiàn)LHBSM 可以較好地兼容適用于HBSM的電容均壓策略，并可根據(jù)實際需要選擇最優(yōu)均壓策略。

5 仿真驗證與分析

為了驗證所提FLHBSM 直流故障清除能力，基于MATLAB／Simulink 仿真平臺搭建了附錄A 圖A8所示基于FLHBSM 的雙端±100 kV 21 電平MMCHVDC系統(tǒng)仿真模型，仿真模型參數(shù)見附錄A表A2。

FLHBSM 穩(wěn)態(tài)運行時直流電流idc和正極電壓Udc1仿真結果見附錄A 圖A9，可以看出Udc1波動范圍為［97.5，102.5］kV，idc波動范圍為［0.99，1.01］kA，均在允許范圍內(nèi)波動，能量在直流線路中穩(wěn)定傳輸。受端換流器輸出的交流電壓總諧波畸變率為4.05%，如附錄A 圖A10（a）所示；同等條件下應用HBSM 作為雙端MMC-HVDC 系統(tǒng)子模塊，受端換流器輸出交流電壓總諧波畸變率為3.97%，如附錄A圖A10（b）所示，二者相差較小，均在允許波動范圍內(nèi)，這說明所搭建的基于FLHBSM 的MMC-HVDC 仿真系統(tǒng)可以穩(wěn)定運行。

設4 s時在直流線路上發(fā)生雙極短路永久故障，延遲2 ms 后檢測到直流故障并閉鎖所有FLHBSM，在4.14 s 清除直流短路故障，并在4.15 s 時解除所有子模塊閉鎖狀態(tài)。直流故障清除過程中送端交流側(cè)電流（標幺值）、Udc1以及idc的仿真波形如圖5 所示，送端a 相上橋臂各子模塊電容電壓波形見附錄A 圖A11。解除子模塊閉鎖過程的正極線路電壓、直流電流及送端a 相上橋臂各子模塊電容電壓仿真波形見附錄A圖A12。

圖5 直流故障清除仿真波形Fig.5 Simulative waveforms after DC fault clearing

由圖5可知，故障發(fā)生后、子模塊閉鎖前，子模塊電容迅速向故障點放電，直流電流迅速上升至正常運行時的數(shù)倍。由附錄A 圖A11 可知：當FLHBSM閉鎖后，2 個子模塊電容以串聯(lián)的方式反向投入電路中進行充電，吸收直流線路的短路能量，使短路電流迅速下降到0，子模塊電容電壓上升；其余2 個子模塊電容旁路，維持閉鎖前的電容電壓保持不變，這說明FLHBSM 具備直流故障自清除能力。由附錄A圖A12 可知，MMC 重啟后經(jīng)2 s 左右子模塊電壓就可達到均衡，這說明系統(tǒng)恢復速度快。

6 結論

本文提出了一種FLHBSM 拓撲結構，在發(fā)生直流側(cè)短路故障時可通過閉鎖子模塊來清除直流故障，與其他具備直流故障清除功能的子模塊相比，F(xiàn)LHBSM 大幅降低了開關管的使用數(shù)量，減小了換流站占地空間，降低了成本，提高了開關管利用率，同時其均壓控制簡單，靈活性高，仍可使用適用于HBSM 的子模塊電容均壓控制策略。相較于4 個HBSM 串聯(lián)拓撲，F(xiàn)LHBSM 在正常運行時僅增加了1組開關管的通態(tài)損耗，相比其他具備直流故障清除功能的子模塊拓撲結構在運行損耗方面具有優(yōu)勢。

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