基于有源型M3C 矩陣變換器的海上風(fēng)電低頻送出方案

唐英杰，張哲任，徐 政

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院,浙江省 杭州市 310027）

0 引言

海上風(fēng)電具有穩(wěn)定性強(qiáng)、年利用小時(shí)數(shù)高、受地形地貌影響小、適合大規(guī)模開發(fā)等特點(diǎn),正成為國內(nèi)外新能源領(lǐng)域的研究重點(diǎn)［1-2］。已有海上風(fēng)電送出工程采用工頻高壓交流方案或高壓直流方案。與常規(guī)方案相比,低頻交流（LFAC）輸電技術(shù)可提升交流海纜輸電能力,節(jié)省海上換流站與直流斷路器等設(shè)備投資成本,易于實(shí)現(xiàn)海上風(fēng)電場多端組網(wǎng),是一種極具競爭力的新型海上風(fēng)電并網(wǎng)技術(shù)［3-4］。

變頻器是LFAC 輸電系統(tǒng)的核心設(shè)備。倍頻變壓器［5］和基于晶閘管的相控式交交變頻器［6］是最早應(yīng)用于LFAC 輸電的變頻設(shè)備,前者運(yùn)行損耗大、可控性差,后者會產(chǎn)生大量難以濾除的低次諧波與間諧波［7］。采用基于兩電平電壓源型換流器（VSC）的背靠背換流器［8］有助于改善電網(wǎng)電能質(zhì)量,但直接串聯(lián)絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）對器件一致性和均壓設(shè)計(jì)要求高［9］,不適用于高壓大容量場合。背靠背模塊化多電平換流器（MMC）［10］、模塊化多電平矩陣變換器（M3C 矩陣變換器）［11］和六角形模塊化多電平交交變換器（Hexverter）［12］具有輸出諧波特性好、等效開關(guān)頻率低、模塊化程度高等優(yōu)勢,是交交變頻器的重要發(fā)展方向。基于對上述模塊化多電平變頻器拓?fù)涞募夹g(shù)經(jīng)濟(jì)性對比,文獻(xiàn)［13-15］指出在LFAC 輸電場景下,M3C 所需開關(guān)器件容量及電容儲能需求較小、控制靈活性強(qiáng),在現(xiàn)階段最具工程化應(yīng)用前景。針對基于M3C 的LFAC 輸電方案,已有研究主要集中在建模、控制和應(yīng)用場景等方面［16-17］,對故障條件下的系統(tǒng)響應(yīng)特性與故障穿越策略的研究較為匱乏。通過M3C 相連的工/低頻交流系統(tǒng)之間存在強(qiáng)相互作用,當(dāng)一側(cè)交流系統(tǒng)發(fā)生嚴(yán)重故障時(shí),將會對變頻器本體及對側(cè)交流系統(tǒng)產(chǎn)生顯著影響,威脅整個(gè)LFAC 輸電系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運(yùn)行。然而,鮮有文獻(xiàn)對此類問題展開分析并提出解決方案。

據(jù)此,本文提出一種基于有源型M3C 的海上風(fēng)電低頻送出方案。已有文獻(xiàn)對另外兩種變頻器拓?fù)涞挠性葱愿脑爝M(jìn)行了研究:文獻(xiàn)［18］所提出的有源型MMC 及其控制策略可直接用于背靠背MMC；文獻(xiàn)［19］介紹了基于Hexverter 的電池儲能系統(tǒng)仿真方法和荷電狀態(tài)（SOC）平衡策略。但尚未有文獻(xiàn)對應(yīng)用于LFAC 輸電的有源型M3C 展開研究。本文圍繞該方案開展了如下工作:

1）提出有源型M3C 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。通過將儲能單元分散集成于橋臂子模塊中,有源型M3C 可同時(shí)充當(dāng)交交變頻器和儲能功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng),與獨(dú)立設(shè)置儲能裝置相比減小了開關(guān)器件和以電容與變壓器為代表的無源設(shè)備的投資成本,并有利于提升系統(tǒng)可靠性和運(yùn)行效率。

2）推導(dǎo)有源型M3C 的數(shù)學(xué)模型并進(jìn)行M3C 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)。本文提出了基于有源型M3C 的工/低頻側(cè)交流故障雙向隔離策略,利用內(nèi)置儲能吸收/提供盈余/補(bǔ)償功率,改善工/低頻側(cè)故障期間的系統(tǒng)運(yùn)行性能。同時(shí),考慮儲能系統(tǒng)的電池容量利用率會受到電池SOC 最低的儲能單元限制［20］,本文提出了基于橋臂間電容電壓均衡控制的有源型M3C 儲能單元SOC 均衡控制策略,提高電池容量利用率。

3）在PSCAD/EMTDC 平臺上搭建了基于有源型M3C 的海上風(fēng)電低頻送出系統(tǒng)電磁暫態(tài)仿真模型,針對交流側(cè)故障與儲能單元SOC 平衡等典型工況進(jìn)行仿真測試,驗(yàn)證了所提方案的有效性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

有源型M3C 的主電路拓?fù)湟妶D1（a）。9 個(gè)換流器橋臂對稱分布于低頻側(cè)交流系統(tǒng)三相（A、B、C）與工頻側(cè)交流系統(tǒng)三相（a、b、c）之間,各橋臂由級聯(lián)子模塊和串聯(lián)電抗器構(gòu)成。與常規(guī)M3C 不同,有源型M3C 將電池單元分散集成于各橋臂子模塊中,以獲得在交流故障期間調(diào)用內(nèi)置儲能實(shí)現(xiàn)工/低頻側(cè)系統(tǒng)有功功率解耦的能力。

圖1 有源型M3C 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of active M3C

電池單元的集成方式主要包括直接接入和經(jīng)功率變換電路接入兩類［21］,如圖1（b）所示。前者投資成本低、運(yùn)行損耗小,但會在儲能側(cè)引入低頻電流波動進(jìn)而影響電池使用壽命［22-23］,且這一影響在LFAC 輸電系統(tǒng)中將更為明顯。后者不僅能有效抑制儲能側(cè)低頻電流波動,還能拓寬電池電壓運(yùn)行范圍并增強(qiáng)儲能控制靈活性,是當(dāng)前的主流研究方向。其中,交錯(cuò)式DC/DC 變換器、隔離型DC/DC變換器和基于Buck-boost 電路的普通DC/DC 變換器是3 種功率控制電路的典型拓?fù)洌?4］；交錯(cuò)式DC/DC 變換器有利于減小電感體積,隔離型DC/DC 變換器可降低儲能單元電壓并提供電氣隔離,但所需要的開關(guān)器件投資顯著增加；而Buck-boost 電路所需增加的開關(guān)器件數(shù)目最少、運(yùn)行效率更高,在儲能系統(tǒng)中的應(yīng)用較為廣泛。因此,本文采用儲能單元經(jīng)Buck-boost 電路接入全橋子模塊的有源型子模塊構(gòu)建有源型M3C。

圖1 中:uix和uoy分別為低頻側(cè)和工頻側(cè)交流系統(tǒng)相電壓,其中x=A,B,C 且y=a,b,c；Lis和Los為交流系統(tǒng)等效電感；iVx和ivy分別為低頻側(cè)和工頻側(cè)相電流；uxy和ixy分別表示兩端分別與低頻側(cè)x相和工頻側(cè)y相相連的橋臂級聯(lián)子模塊輸出電壓和輸入電流；R0和L0分別為橋臂等效電阻和橋臂電抗；C0和Lf分別為子模塊電容和儲能側(cè)濾波電感；SM1,SM2,…,SMN表示子模塊；Uc,xy,z、Vbat,xy,z和ibat,xy,z分別為橋臂xy內(nèi)第z個(gè)子模塊的電容電壓、儲能單元輸出電壓和儲能單元輸出電流,其中1 ≤z≤N（N表示橋臂中級聯(lián)子模塊總數(shù)）。

2 數(shù)學(xué)模型

2.1 主回路

有源型M3C 橋臂電流動態(tài)方程如式（1）所示:

根據(jù)式（8）—式（10）及式（15）可以建立如圖2所示的計(jì)及有源型M3C 內(nèi)部環(huán)流特性的工/低頻側(cè)解耦模型。

圖2 有源型M3C 主回路等效電路Fig.2 Equivalent circuit for main circuit of active M3C

2.2 儲能側(cè)

有源型子模塊儲能側(cè)電路模型如圖3 所示。儲能單元輸出電流的動態(tài)特性如下:

圖3 子模塊儲能側(cè)電路模型Fig.3 Circuit model of submodule at energy storage side

式中:Sbat,xy,z為電池安培容量；η為充放電效率,本文中考慮η=1；SSOC,xy,z(t)和SSOC,xy,z(t-Δt)分別表示t時(shí)刻和t-Δt時(shí)刻的電池安培容量。

3 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

基于所建立的有源型M3C 模型,本文設(shè)計(jì)了適用于海上風(fēng)電LFAC 輸電系統(tǒng)的有源型M3C 控制結(jié)構(gòu),主要分為交流側(cè)控制器、儲能側(cè)控制器和內(nèi)部環(huán)流控制器3 個(gè)部分,如圖4 所示。為簡化表示,圖4 省去了部分限幅環(huán)節(jié)和濾波環(huán)節(jié)。

圖4 有源型M3C 控制系統(tǒng)框圖Fig.4 Block diagram of control system for active M3C

3.1 交流側(cè)控制策略

交流側(cè)控制器由低頻側(cè)控制器和工頻側(cè)控制器共同構(gòu)成,采用基于dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的雙閉環(huán)矢量控制策略［27］。低頻側(cè)控制器工作在定交流電壓控制模式,其電壓控制外環(huán)的dq軸電壓指令值U*id和U*iq分別設(shè)置為交流電壓額定值UacN和0；工頻側(cè)控制器工作在定子模塊電容電壓/無功功率控制模式:子模塊電容電壓控制外環(huán)的輸入信號為子模塊電容電壓參考值U*c和M3C 中所有子模塊電容電壓平均值Uc,ave。Uc,ave可表示為:

低頻側(cè)控制系統(tǒng)參考坐標(biāo)系相位θi由固定頻率信號ωi經(jīng)過積分環(huán)節(jié)產(chǎn)生；而工頻側(cè)控制系統(tǒng)參考坐標(biāo)系相位θo和角頻率ωo則由鎖相環(huán)（PLL）提供。圖4（a）所示交流側(cè)電壓電流量均為正序分量,工頻側(cè)負(fù)序電流抑制環(huán)節(jié)并未在圖中畫出。

3.2 雙向交流故障隔離策略

采用背靠背MMC 的海上風(fēng)電低頻系統(tǒng)故障特性已研究得較為充分［10］,基于整流器/海上風(fēng)電機(jī)組協(xié)調(diào)控制和交直流側(cè)卸能裝置的故障穿越策略［28-30］同樣可拓展至M3C［31］。然而,上述方法僅適用于解決工頻側(cè)交流故障條件下低頻側(cè)盈余功率導(dǎo)致的直流環(huán)節(jié)過電壓問題,卻無法緩解低頻側(cè)交流故障所引發(fā)的工頻側(cè)功率沖擊。本文提出一種基于有源型M3C 的雙向交流故障隔離策略,利用內(nèi)置儲能實(shí)現(xiàn)故障期間變頻器工/低頻側(cè)有功功率解耦控制,達(dá)到改善故障期間系統(tǒng)運(yùn)行性能的目的。

2）若工頻側(cè)交流系統(tǒng)發(fā)生嚴(yán)重短路故障,則有源型M3C 工頻側(cè)輸出有功功率的輸送能力受限,無法繼續(xù)維持電容電壓穩(wěn)定。此時(shí),可將儲能側(cè)功率控制外環(huán)切換至定電容電壓控制模式,I*bat,xy,z2由U*c與Uc,ave之差經(jīng)過比例-積分（PI）環(huán)節(jié)得到。

3）若低頻側(cè)交流系統(tǒng)發(fā)生嚴(yán)重短路故障,有源型M3C 低頻側(cè)吸收的有功功率迅速下跌,而工頻側(cè)定電容電壓控制仍能保持正常運(yùn)行,導(dǎo)致有源型M3C 輸出至陸上主網(wǎng)的有功功率也快速減少。此時(shí),儲能側(cè)功率控制外環(huán)切換至定功率控制模式,向子模塊電容注入額外有功功率,并借助工頻側(cè)定電容電壓控制將這部分補(bǔ)償功率輸出至工頻側(cè)交流系統(tǒng),從而維持故障前后輸入陸上工頻主網(wǎng)的有功功率基本保持不變,緩解功率沖擊。功率控制外環(huán)的參考功率信號P*diff由故障前后有源型M3C 低頻側(cè)輸入有功功率之差均勻分配至各儲能單元得到。

3.3 儲能單元SOC 均衡控制策略

儲能單元SOC 控制外環(huán)采用比例控制器P 實(shí)現(xiàn),其輸入信號為各儲能單元當(dāng)前時(shí)刻的荷電狀態(tài)SSOC,xy,z及其平均值SSOC,ave,可有如下關(guān)系式:

需要注意的是,在儲能單元SOC 動態(tài)調(diào)整過程中,各子模塊電容從儲能側(cè)吸收的功率并不相等,導(dǎo)致各子模塊電容電壓出現(xiàn)差異。在調(diào)制環(huán)節(jié)中結(jié)合電容電壓排序選擇特定的投入子模塊序列,可實(shí)現(xiàn)橋臂內(nèi)部電容電壓平衡；在此基礎(chǔ)上,本文利用環(huán)流電流實(shí)現(xiàn)橋臂間功率傳遞［32］,以達(dá)到所有子模塊間的電容電壓平衡。環(huán)流控制器可分為低頻側(cè)子換流器間電容電壓均衡控制、工頻側(cè)子換流器間電容電壓均衡控制和子換流器內(nèi)部橋臂間電容電壓均衡控制。

容易證明,當(dāng)工/低頻側(cè)子換流器間電容電壓已達(dá)到平衡時(shí),僅需主動完成2 個(gè)子換流器內(nèi)的橋臂間電容電壓均衡控制,即可實(shí)現(xiàn)所有橋臂間的電容電壓平衡；為方便后續(xù)環(huán)流計(jì)算,本文將其設(shè)置為子換流器a 和子換流器b。此外,通過各電容電壓均衡控制環(huán)節(jié)所生成的橋臂環(huán)流電流具有異頻或者異序特征,各控制環(huán)節(jié)間并不存在功率耦合作用。附錄A 中對上述橋臂差模電流指令值的生成及相關(guān)結(jié)論的有效性作出了進(jìn)一步說明。

4 仿真算例

本文在PSCAD/EMTDC 中搭建了如附錄C 圖C1 所示的海上風(fēng)電LFAC 輸電系統(tǒng)電磁暫態(tài)仿真模型。海上風(fēng)電機(jī)組集群采用單臺等效風(fēng)機(jī)集中表示,風(fēng)電功率通過35 kV/220 kV 升壓變壓器送入20 Hz 海上LFAC 輸電系統(tǒng),并經(jīng)過100 km 的LFAC 海纜送至陸上變頻站,經(jīng)頻率轉(zhuǎn)換后匯入陸上50 Hz 交流主網(wǎng)。仿真模型的詳細(xì)參數(shù)見附錄C表C1。

為盡可能地消除單側(cè)交流系統(tǒng)嚴(yán)重短路故障對另一側(cè)交流系統(tǒng)的影響,本文在配置儲能容量Sbat,conv時(shí),需確保有源型M3C 能夠提供/消納無故障系統(tǒng)在此期間保持正常運(yùn)行狀態(tài)所需要吸收/發(fā)出的有功功率,即

結(jié)合式（28）和式（29）可得Sbat,conv≥100 MJ。考慮一定的安全裕度,取Sbat,conv=2.5×100 MJ=250 MJ,并將計(jì)算出的換流器儲能總?cè)萘科骄峙渲粮髯幽K儲能單元中。

本文對比了分別采用常規(guī)M3C 和有源型M3C作為變頻站拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時(shí)海上風(fēng)電LFAC 輸電系統(tǒng)在典型故障工況下的響應(yīng)特性。

4.1 工頻側(cè)交流系統(tǒng)故障

假設(shè)在故障發(fā)生前系統(tǒng)已經(jīng)穩(wěn)定地運(yùn)行在額定工況。當(dāng)t=2.0 s 時(shí),工頻側(cè)交流母線發(fā)生三相金屬性短路故障,100 ms 后故障清除,系統(tǒng)故障響應(yīng)曲線如附錄C 圖C2 所示。當(dāng)變頻站采用常規(guī)M3C拓?fù)鋾r(shí),工頻側(cè)交流母線電壓跌落導(dǎo)致其低頻側(cè)吸收的有功功率無法輸出至陸上交流電網(wǎng),工/低頻側(cè)不平衡功率將導(dǎo)致子模塊電容出現(xiàn)嚴(yán)重過電壓,子模塊電容電壓平均值升至1.5 p.u.；當(dāng)故障清除后,變頻器需要將內(nèi)部盈余能量迅速排出,工頻側(cè)輸出有功功率在定電容電壓控制的作用下會出現(xiàn)明顯過沖。當(dāng)變頻站采用有源型M3C 拓?fù)鋾r(shí),故障期間產(chǎn)生的工/低頻側(cè)不平衡功率將由內(nèi)置儲能單元吸收,子模塊電容電壓略有上升,約為1.07 p.u.；當(dāng)故障清除后,工頻側(cè)輸出有功功率能夠迅速恢復(fù)至穩(wěn)定值,功率過沖較小。

附錄C 圖C3 則給出了工頻側(cè)不對稱故障條件下的系統(tǒng)響應(yīng)特性?？梢钥吹?不對稱故障在限制常規(guī)M3C 交流側(cè)功率調(diào)節(jié)能力的同時(shí),還會導(dǎo)致變頻器內(nèi)部橋臂間電容能量分布不均勻,具體體現(xiàn)在工頻側(cè)子換流器間的電容電壓平均值將出現(xiàn)顯著差異:子換流器u、v 對應(yīng)的電容電壓平均值上升至1.25 p.u.而子換流器w 對應(yīng)的電容電壓平均值則跌落至0.93 p.u.。嚴(yán)重時(shí)橋臂間電容電壓偏差同樣可能會導(dǎo)致子模塊電容過電壓。通過調(diào)用內(nèi)部儲能功率,有源型M3C 可以在工頻側(cè)交流系統(tǒng)單相故障時(shí)繼續(xù)維持變頻器總體電容能量,子模塊電容電壓平均值增量不超過0.07 p.u.。同時(shí),由于采用了基于橋臂電流環(huán)流的橋臂間電容電壓均衡控制策略,有源型M3C 內(nèi)部各橋臂子模塊電容電壓直流分量在不對稱故障期間能夠基本保持相同。故障恢復(fù)期間,常規(guī)M3C 注入陸上工頻主網(wǎng)的有功功率過沖明顯高于有源型M3C。

4.2 低頻側(cè)交流系統(tǒng)故障

考慮海上風(fēng)電場交流母線三相接地短路故障,則此時(shí)系統(tǒng)故障響應(yīng)特性如附錄C 圖C4 所示。當(dāng)變頻站采用常規(guī)M3C 拓?fù)鋾r(shí),其工頻側(cè)輸出有功功率在定電容電壓控制的作用下隨低頻側(cè)輸入有功功率的變化而變化,導(dǎo)致陸上交流系統(tǒng)在故障期間從LFAC 輸電系統(tǒng)得到的有功功率從額定值迅速跌落至0。當(dāng)變頻站采用有源型M3C 拓?fù)鋾r(shí),由于故障導(dǎo)致的低頻側(cè)輸入有功功率缺額將由內(nèi)置儲能單元提供,工頻側(cè)輸出功率在故障前后的變化幅度相對較小,約為0.83～1.16 p.u.,因此能夠有效緩解低頻側(cè)交流系統(tǒng)故障對工頻側(cè)交流系統(tǒng)產(chǎn)生的影響。

低頻側(cè)交流母線發(fā)生單相接地故障時(shí)的系統(tǒng)響應(yīng)特性曲線如附錄C 圖C5 所示。故障期間,常規(guī)M3C 的工頻側(cè)輸出有功功率跌落至0.25 p.u.以下；有源型M3C 的工頻側(cè)輸出功率則保持在0.87～1.15 p.u.。同樣地,通過本文所提橋臂間電容電壓均衡控制可有效防止低頻側(cè)不對稱故障導(dǎo)致的橋臂間子模塊電容電壓偏差。

4.3 儲能單元SOC 均衡控制

考慮極端情況,假設(shè)在運(yùn)行期間內(nèi)某一時(shí)刻,橋臂內(nèi)部儲能單元SOC 平均值為0.8 p.u.而其余橋臂內(nèi)部儲能單元SOC 平均值均為0.2 p.u.；同時(shí),為了加快仿真速度并且更好地說明本文所提控制策略的作用,電池模塊容量僅取為0.069 kW·h。設(shè)置當(dāng)t=2.0 s 時(shí),橋臂間儲能單元SOC 均衡控制環(huán)節(jié)啟用,有源型M3C 內(nèi)部儲能單元SOC 和橋臂子模塊電容電壓的變化如附錄C 圖C6 所示。

可以看到,若在儲能單元SOC 平衡過程中不考慮橋臂間電容電壓均衡而采用環(huán)流電流抑制控制,則橋臂子模塊電容電壓會在儲能單元SOC 平衡控制環(huán)節(jié)的作用下顯著增大并超過1.4 p.u.；而在橋臂間電容電壓均衡控制的協(xié)助下,橋臂間儲能單元SOC 均衡控制對橋臂子模塊電容電壓造成的影響很小,其峰值不超過1.15 p.u.。

5 結(jié)語

本文提出基于有源型M3C 的LFAC 輸電方案,并對其數(shù)學(xué)模型、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與控制系統(tǒng)進(jìn)行了詳細(xì)分析,主要結(jié)論如下:

1）有源型M3C 具有與MMC 相同的交流側(cè)外特性,在輸入輸出側(cè)交流系統(tǒng)中均可等效為受控電壓源,其交流側(cè)控制器設(shè)計(jì)方法與MMC 相似；

2）當(dāng)單側(cè)交流系統(tǒng)發(fā)生故障時(shí),有源型M3C 可調(diào)用儲能功率為非故障系統(tǒng)及變頻站提供有功支撐以減輕對系統(tǒng)的影響,實(shí)現(xiàn)可靠故障穿越；

3）利用有源型M3C 的4 個(gè)獨(dú)立橋臂電流環(huán)流分量,可實(shí)現(xiàn)橋臂間電容電壓均衡控制,這有利于有源型M3C 在儲能單元SOC 平衡動態(tài)過程和不對稱故障工況下的安全穩(wěn)定運(yùn)行。

需要指出,目前在基于有源型M3C 的LFAC 輸電系統(tǒng)方案構(gòu)建上仍面臨諸多問題,包括裝置拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)經(jīng)濟(jì)性優(yōu)化設(shè)計(jì)、設(shè)備絕緣配合和高效電磁暫態(tài)仿真方法等,未來還需圍繞上述關(guān)鍵技術(shù)開展更為全面深入的研究。

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