考慮轉(zhuǎn)換效率提升的兩階段光伏逆變器設(shè)計(jì)

馮磊，陳祖能，張躍文，張澤榮

（云南電網(wǎng)有限責(zé)任公司，云南 昆明 650011）

隨著能源短缺和環(huán)境污染問(wèn)題的日益突出，光伏等分布式能源得到了前所未有的發(fā)展[1-2]。接口并網(wǎng)逆變器是將分布式電源（distributed energy resources，DERs）接入電網(wǎng)的關(guān)鍵元件，隨著越來(lái)越多的分布式電源接入配電網(wǎng)，電能質(zhì)量問(wèn)題成為相當(dāng)大的問(wèn)題[3-4]。為了有效利用分布式電源并滿(mǎn)足標(biāo)準(zhǔn)電能質(zhì)量要求，多功能逆變器（MFI）受到廣泛關(guān)注[5-6]。

通常在單級(jí)結(jié)構(gòu)中，MFI有DC-AC級(jí)，具有更少的電子元件、更低的成本和更高的效率，光伏陣列直接連接到并網(wǎng)逆變器的直流母線(xiàn)上，當(dāng)使用常用的電壓反饋（Buck型）逆變器時(shí)，直流母線(xiàn)電壓相對(duì)較高，這限制了光伏電壓的最高值[7-8]。在大多數(shù)應(yīng)用中，兩級(jí)結(jié)構(gòu)是MFI 的首選，因?yàn)榍岸薉C-DC 級(jí)可以靈活地提高PV 電壓，以適應(yīng)電壓饋電的DC-AC 級(jí)[9]。此外，多功能控制目標(biāo)可以在兩個(gè)獨(dú)立的階段分別實(shí)現(xiàn)，如最大功率點(diǎn)跟蹤（MPPT）由DC-DC 階段執(zhí)行，而有功功率注入和電能質(zhì)量控制則由DC-AC階段實(shí)現(xiàn)。因此，兩級(jí)MFI具有更大的靈活性，但由于DC-DC 級(jí)引入的附加功率轉(zhuǎn)換，其有功功率傳輸效率較低。

為了提高轉(zhuǎn)換效率，一些研究采用減少轉(zhuǎn)換階段實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[10]中，當(dāng)光伏電壓超過(guò)交流線(xiàn)路電壓的峰值振幅時(shí)，將一個(gè)二極管用于旁路前端DC-DC 轉(zhuǎn)換器。然而，由于采用串聯(lián)結(jié)構(gòu)，DC-DC 變換器仍能承受全部有功功率。部分功率處理方法是減少轉(zhuǎn)換級(jí)的有效解決方案，這一概念首先被引入到DC-DC應(yīng)用中，稱(chēng)為部分功率轉(zhuǎn)換器[11]。在DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸入和輸出之間創(chuàng)建直接的功率流路徑，因此，DC-DC 變換器只需處理部分功率，就可以提高效率。類(lèi)似的概念擴(kuò)展到單相PFC 和光伏逆變器的應(yīng)用中，在文獻(xiàn)[12]中，光伏電壓用作一個(gè)電平，升壓變換器的輸出用作DC-AC級(jí)的第二個(gè)電平，實(shí)現(xiàn)了多級(jí)特性和部分功率處理，有利于提高效率。除了有功功率外，MFI還負(fù)責(zé)電能質(zhì)量控制，即實(shí)現(xiàn)光伏系統(tǒng)的不同補(bǔ)償特性。對(duì)于MFI 的應(yīng)用，一些研究還著眼于考慮容量限制的補(bǔ)償特性，并盡可能地提出提高電能質(zhì)量的最優(yōu)控制策略[13]。然而，很少有研究提到這些補(bǔ)償特性和高效率的有功功率傳輸。文獻(xiàn)[14]基于部分功率處理的概念，提出一種新型的兩階段雙向儲(chǔ)能DC-AC 變換器。兩階段方案在靈活、控制簡(jiǎn)單、效率高等方面取得了較好的平衡。然而，其具有雙直流端口和雙功率流，建模和控制不同于傳統(tǒng)的單級(jí)或兩級(jí)MFI，且現(xiàn)有文獻(xiàn)只討論了純有功功率傳輸，而非有功電流補(bǔ)償可能會(huì)影響兩階段有功功率流的特性。

為解決以上問(wèn)題，本文主要對(duì)兩階段MFI（QMFI）進(jìn)行了全面分析，提出了QMFI 的數(shù)學(xué)模型，用于指導(dǎo)控制參數(shù)的設(shè)計(jì)。此外，還提出了基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的分析模型，推導(dǎo)了QMFI 的空間矢量脈沖寬度調(diào)制（PWM）策略，直觀揭示了非有功電流補(bǔ)償對(duì)兩階段有功潮流的影響。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與控制

1.1 QMFI拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

QMFI 結(jié)構(gòu)如圖1a 所示。與傳統(tǒng)的DC-AC轉(zhuǎn)換器不同，DC-AC 級(jí)采用雙DC 端口（dual-DCport，DDP）轉(zhuǎn)換器，其中一個(gè)低壓（LV）DC 端口（電壓UL）直接連接到光伏陣列，而另一個(gè)高壓（HV）DC 端口（電壓UH）連接到中間DC 母線(xiàn)。電壓UH保持恒定，電壓UL由PV陣列決定，且可以在很寬的范圍內(nèi)變化。與傳統(tǒng)的兩級(jí)MFI 相比，其可以降低功耗，提高整體效率。QMFI 的詳細(xì)拓?fù)淙鐖D1b所示。注入電流ix表示為

圖1 所提QMFI結(jié)構(gòu)Fig.1 Proposed QMFI

式中：i+x為基波正序分量；i-x為基波負(fù)序分量；ihx為諧波分量；x=a，b，c，對(duì)應(yīng)于A，B和C相。

1.2 建模與控制

QMFI控制框圖如圖2所示。此外，DDP 變換器還負(fù)責(zé)電能質(zhì)量控制。MPPT 運(yùn)行的電能質(zhì)量控制可以通過(guò)獨(dú)立調(diào)節(jié)DDP 和Boost 變換器來(lái)實(shí)現(xiàn)，采用傳統(tǒng)的攝動(dòng)觀測(cè)MPPT 算法[15]。本文在同步旋轉(zhuǎn)d-q坐標(biāo)系框架下實(shí)現(xiàn)了該控制算法，將基波正序電流變換為直流分量，而將負(fù)序電流或諧波電流變換為交流分量，并采用低通濾波器進(jìn)行簡(jiǎn)單的分離。負(fù)載電流交流分量定義為iLd_ac。對(duì)于不平衡電流補(bǔ)償，iLd_ac為d軸上的負(fù)序負(fù)載電流，即iLd_ac=i-Ld；對(duì)于諧波電流補(bǔ)償，iLd_ac為d軸上的負(fù)載諧波電流，即iLd_ac=ihLd。因此，將交流分量iLd_ac與直流分量（為直流母線(xiàn)電壓回路的輸出電流）相加作為參考電流，表明QMFI 實(shí)現(xiàn)了電能質(zhì)量控制和有功功率供應(yīng)。為跟蹤參考電流，本文采用了比例積分（PI）調(diào)節(jié)器。圖2中，電流和電壓回路的控制參數(shù)設(shè)計(jì)基于QMFI 的建模情況。對(duì)于DDP 變換器，與傳統(tǒng)的DC-AC 變換器的主要區(qū)別在于只有部分有功功率通過(guò)直流母線(xiàn)傳輸，因此，直流母線(xiàn)電流和交流側(cè)電流之間的關(guān)系為

圖2 QMFI控制框圖Fig.2 QMFI control block diagram

式中：idc_H為直流母線(xiàn)電流；id為交流側(cè)d軸電流；uSd為d軸電網(wǎng)電壓；UH為直流母線(xiàn)電壓；PHr，PLr為功率分配比，分別定義為PL，PH相對(duì)于總輸入功率Pin的比值。

與傳統(tǒng)解決方案相比，DDP 轉(zhuǎn)換器的控制裝置包含一個(gè)額外的項(xiàng)（1-PLr），電流環(huán)和電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)導(dǎo)出為

式中：Gd（s）為數(shù)字延遲；KPWM為PWM 單元；Gi（s），Gu（s）分別為電流和電壓回路的PI 調(diào)節(jié)器；Hi，Hu分別為電感電流和直流母線(xiàn)電壓的反饋系數(shù)。

2 考慮非有功電流補(bǔ)償影響的調(diào)制策略及特性

調(diào)制策略是確定功率分布PL和PH值的關(guān)鍵，為了提高效率，需要將單級(jí)有功功率PL最大化。本節(jié)中，建立了在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，單級(jí)有功電流iL（間接表示單級(jí)有功功率PL）與各電壓矢量和相電流的數(shù)學(xué)模型，在此基礎(chǔ)上導(dǎo)出了QMFI 的調(diào)制策略。

2.1 d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)建模

對(duì)于DDP 轉(zhuǎn)換器，電壓UH保持恒定，而電壓UL是可變值。假設(shè)UH=2E，可變電壓UL可表示為lE（0＜l≤2）。每個(gè)相位的開(kāi)關(guān)狀態(tài)可以描述為

參考電壓表示為

如圖1 所示，單級(jí)有功功率PL由電流iL確定。為了探討不同電壓矢量對(duì)有功潮流的影響，引入了電流開(kāi)關(guān)函數(shù)（CSF），并將其定義為

CSF的物理意義是只有當(dāng)開(kāi)關(guān)狀態(tài)等于l時(shí)，相應(yīng)的相臂才連接到LV 端口，相電流ix才會(huì)影響電流iL。由每個(gè)電壓矢量產(chǎn)生的電流iLy可以表示為

式中：dy為電壓矢量的占空比。在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，參考電壓矢量Uref可以由最近的三個(gè)電壓矢量合成。

最終通過(guò)所提模型實(shí)現(xiàn)如下功能：1）基于此模型得出QMFI 的調(diào)制策略。可通過(guò)判斷線(xiàn)路周期內(nèi)影響因子（AVIF）的平均值是否等于零，可以方便地分析不同電壓矢量的影響。2）非有功電流補(bǔ)償對(duì)電流iL的影響可以很容易地分析。在d-q坐標(biāo)系下，相電流的有功和無(wú)功分量被解耦，無(wú)功電流補(bǔ)償?shù)挠绊懣梢元?dú)立分析。

2.2 調(diào)制策略

為了簡(jiǎn)化分析，假設(shè)QMFI 只輸出有功電流，隨后將討論非有功電流補(bǔ)償?shù)挠绊?。相電流矩陣I表示為

式中：I+為基波電流的峰值：φ為功率因數(shù)角，僅考慮有功電流時(shí)，φ=0。

基波正序分量的變換矩陣為

在調(diào)制指數(shù)為0.77 的情況下，與中間矢量有關(guān)的影響因子的曲線(xiàn)，即dm·m+d，如圖3a 所示。影響因子由各電壓矢量的占空比和CSF 決定。圖3a中，中間矢量的影響因子曲線(xiàn)相對(duì)于零軸對(duì)稱(chēng)地偏移，并且AVIF 在線(xiàn)周期中等于零。由于i+d是一個(gè)常數(shù)，由中間矢量產(chǎn)生的電流iL等于零，這意味著中間矢量沒(méi)有能力控制有功潮流。

圖3b 給出了僅使用正小矢量（k=1）即ds·s+pd時(shí)的影響因子曲線(xiàn)和僅使用負(fù)小矢量（k=0）即ds·s+nd時(shí)的影響因子曲線(xiàn)。在此基礎(chǔ)上，給出了電壓矢量選擇的指導(dǎo)原則。對(duì)于QMFI，目標(biāo)是盡可能增加電流iL，以最大化單級(jí)有功功率。

圖3 有功電流影響因子曲線(xiàn)Fig.3 Curves of influence factors for active current

2.3 非有功電流補(bǔ)償?shù)挠绊?/h3>

除相電流的有功分量外，MFI 應(yīng)用中還必須考慮非有功分量，即無(wú)功分量、負(fù)序分量和諧波分量。通過(guò)判斷i+q的AVIF 來(lái)分析無(wú)功電流補(bǔ)償?shù)挠绊懯强尚械摹？紤]到負(fù)小矢量被丟棄（即k=1），繪制了無(wú)功電流的影響因子如圖4所示。

圖4 無(wú)功電流影響因子曲線(xiàn)Fig.4 Curves of influence factors for reactive current

在三相三線(xiàn)制系統(tǒng)中，不平衡負(fù)載會(huì)產(chǎn)生負(fù)序電流。為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)，本文只考慮基波電流不平衡的情況。

負(fù)序電流產(chǎn)生的電流i-L表示為

式中：i-d，i-q為基本負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的常數(shù)。

負(fù)序電流影響因子曲線(xiàn)如圖5 所示，可以看出，影響因子dm·m-d，dm·m-q和ds·s-pq與AVIF 為0是對(duì)稱(chēng)的。此外，通過(guò)積分計(jì)算，可以得到ds·s-pd的AVIF 在1 個(gè)線(xiàn)周期內(nèi)也等于零，因此，負(fù)序電流不會(huì)影響電流iL。

圖5 負(fù)序電流影響因子曲線(xiàn)Fig.5 Curves of influence factors for negative-sequence currents

在考慮諧波補(bǔ)償時(shí)，非線(xiàn)性負(fù)載會(huì)引入多個(gè)諧波，很難對(duì)所有諧波進(jìn)行詳細(xì)分析。為了簡(jiǎn)化分析，選取了幾種典型的諧波。諧波電流的幅值隨諧波頻率的增加而減小，因此，高頻諧波電流的影響一般可以忽略不計(jì)。本文主要對(duì)低頻奇次諧波電流進(jìn)行了分析，同時(shí)，在三相三線(xiàn)制系統(tǒng)中，不存在3n（n=1，2，3，…）次諧波。因此，主要考慮（6n+1）和（6n-1）次諧波，例如5，7，11 和13次。諧波電流表示為

式中：Ih，φh分別為諧波電流的振幅和相位角；h為諧波次數(shù)。

為了分析諧波對(duì)電流iL的影響，引入諧波旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系。值得注意的是，h=3n-1的h次諧波和5次諧波一樣，被定義為負(fù)序列，而h=3n+1的h次諧波和7次諧波一樣是正序列。因此，轉(zhuǎn)換矩陣為

根據(jù)變換，產(chǎn)生的諧波電流iL表示為

式中：ihd，ihq為諧波旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的常數(shù)。

以5 次諧波為例，各影響因子的曲線(xiàn)如圖6 所示。

圖6 5次諧波電流影響因子曲線(xiàn)Fig.6 Curves of influence factors for fifth-order harmonic current

結(jié)果表明，中間矢量dm·m5d和dm·m5q的AVIF為零，而正小矢量ds·s5pd和ds·s5pq的AVIF 具有直流偏移，這意味著5 次諧波將通過(guò)正小矢量的作用影響電流iL。同樣，其他次諧波的影響也可以通過(guò)判斷相應(yīng)的AVIF來(lái)分析。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 系統(tǒng)概述

為驗(yàn)證QMFI的有效性，本文建立一個(gè)3 kV·A的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。為了進(jìn)行比較，本文還設(shè)計(jì)并測(cè)試了一種由Boost 變換器和三電平T 型DC-AC 變換器組成的傳統(tǒng)兩級(jí)MFI，關(guān)鍵參數(shù)如表1 所示。在電壓范圍方面，根據(jù)交流線(xiàn)路電壓峰值幅度和調(diào)制指標(biāo)的要求，設(shè)計(jì)了高壓端口電壓UH。同時(shí)，UL是DDP 變換器的中性點(diǎn)電壓，不能大于UH，因此，高壓端口的電壓UH設(shè)計(jì)為700 V，以確保UH始終高于交流線(xiàn)電壓的峰值振幅，UL在250 V 到700 V 之間。對(duì)于電源設(shè)備的選擇，在所提解決方案中，SHx和SZx的電壓應(yīng)力為UH，而SLx1和SLx2的電壓應(yīng)力為UL和（UH-UL）。因此，當(dāng)考慮SLx1的電壓應(yīng)力時(shí)，UL的最大值被視為最壞情況，而當(dāng)考慮SLx2的電壓應(yīng)力時(shí)，UL的最小值被視為最壞情況。本文為每個(gè)拓?fù)溥x擇了兩組交換機(jī)，HGTG10N120BND 和HGTG20N60B3D 是來(lái)自Fairchild 的相同系列產(chǎn)品，而IHW30N120R和IHW30N65R5 是來(lái)自Infineon 的相同系列產(chǎn)品。前端DC-DC 變換器的功率容量應(yīng)根據(jù)最壞的條件確定。此外，DC-DC 變換器的最壞情況還與DDP 變換器的整個(gè)功率容量用于有功功率輸送的情況有關(guān)。對(duì)于實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的規(guī)格，UL=250 V 是最壞的情況，其中PLr=0.79。這表明，與傳統(tǒng)方案相比，DC-DC變換器的功率容量可降低21%。

表1 實(shí)驗(yàn)裝置參數(shù)Tab.1 Experimental setup parameters

3.2 效率比較

首先，用純有功功率測(cè)試QMFI 的效率，然后在三種情況下進(jìn)行測(cè)試，其中50%的容量用于有功功率傳輸，而另外50%的容量分別用于無(wú)功、負(fù)序和諧波補(bǔ)償，測(cè)試結(jié)果如圖7 所示。圖7 中，S1表示使用Fairchild 功率器件，即HGTG10N120BND用作所提QMFI的中間開(kāi)關(guān)，而HGTG20N60B3D 用作傳統(tǒng)解決方案的中間開(kāi)關(guān)。S2表示使用Infineon 電源設(shè)備，即IHW30N120R用作所提QMFI的中間開(kāi)關(guān)，而HIHW30N65R5用作傳統(tǒng)解決方案的中間開(kāi)關(guān)。

圖7 傳輸效率比較Fig.7 Transmission efficiency comparison

在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)的純有功功率傳輸?shù)男嗜鐖D7a 所示。在較寬的電壓范圍（250～600 V）內(nèi)，無(wú)論使用哪種類(lèi)型的功率器件，與傳統(tǒng)的兩級(jí)方案相比，所提出的方案都能獲得更高的效率。此外，文中還將本文方案解與文獻(xiàn)[10]中提出的解進(jìn)行了效率比較。文獻(xiàn)[10]中，當(dāng)PV電壓超過(guò)交流線(xiàn)電壓的峰值振幅時(shí)，使用二極管繞過(guò)DC-DC 級(jí)。從圖7a 可以看出，當(dāng)PV 電壓超過(guò)AC 線(xiàn)電壓的峰值振幅時(shí)，效率可以提高。然而，在較寬的電壓范圍內(nèi)，當(dāng)光伏電壓低于交流線(xiàn)電壓的峰值幅度時(shí)，效率仍然低于所提出的解決方案。此外，在文獻(xiàn)[13]中，由于串聯(lián)結(jié)構(gòu)，流過(guò)DC-DC 轉(zhuǎn)換器的有功功率等于輸入功率，因此，DC-DC 轉(zhuǎn)換器的額定功率將高于所提出的解決方案。

由電能質(zhì)量控制的有功功率傳輸效率如圖7b～圖7d 所示。可以看出，所提QMFI 可以實(shí)現(xiàn)更高的效率。這是因?yàn)镼MFI 的部分有功功率可以在一個(gè)功率轉(zhuǎn)換級(jí)內(nèi)轉(zhuǎn)移，而非有功電流補(bǔ)償對(duì)兩階段有功功率流的影響相對(duì)較小。因此，QMFI 既能實(shí)現(xiàn)電能質(zhì)量控制，又能實(shí)現(xiàn)高效的有功功率傳輸。

4 結(jié)論

本文研究了一種新型的QMFI，通過(guò)對(duì)QMFI的建模，發(fā)現(xiàn)電壓環(huán)的控制對(duì)象不同于傳統(tǒng)的DC-AC 變換器，其參數(shù)需要根據(jù)功率傳輸比進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。針對(duì)QMFI 的調(diào)制策略，在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下建立了單級(jí)有功電流與各電壓矢量之間的數(shù)學(xué)模型，在此基礎(chǔ)上選擇電壓矢量，使單級(jí)有功功率最大。此外，通過(guò)討論非有功電流補(bǔ)償對(duì)有功功率傳輸特性的影響因素，可以簡(jiǎn)單地分析非有功電流補(bǔ)償對(duì)有功功率傳輸特性的影響。理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，無(wú)功電流、負(fù)序電流和諧波電流對(duì)兩階段有功潮流的影響是有限的。與傳統(tǒng)的兩級(jí)方案相比，QMFI 可以保持提高電能質(zhì)量的功能，提供更高效的有功功率傳輸性能。