基于PWM+PFM 控制的兩級DC-DC變換器效率優(yōu)化

荀荷惠，沈漢鑫，蘇堅堅，鄧思宇，朱 浩

(1.廈門理工學院光電與通信工程學院，福建廈門 361024；2.廈門市愛維達電子有限公司，福建廈門 361024)

兩級式功率拓撲對解決寬電壓輸入及高效率隔離的問題有非常大的作用，在電源設計方面被廣泛研究。文獻[1]提出一種Buck-LLC 級聯(lián)的變換器，基于Buck 電路電感電流及LLC 變換器輸出電壓，通過雙環(huán)定頻控制提升LLC 變換器的效率以補償Buck 變換器造成的效率降低。文獻[2]研究了一種雙輸出的LLC 兩級式DC-DC 變換拓撲，能夠利用寬電壓的輸入特性，而且轉(zhuǎn)換效率也較高，但是當負載變化較大時，LLC 諧振變換器容易失去軟開關工作點。文獻[3]對適用于寬電壓輸入的兩級式拓撲進行了分析，提出設計兩級式拓撲的基本方法。文獻[4-5]研究了一種Boost 型寬范圍輸入的LLC 諧振變換器，輸入電流紋波明顯減小，同時電壓增益范圍也顯著增加。

Boost-LLC 兩級式功率拓撲綜合了Boost 和LLC 諧振變換器的優(yōu)點，既能滿足寬輸入電壓，又可以實現(xiàn)高轉(zhuǎn)換效率。但是，此變換器同時存在一些不足，隨著功率不斷升高，負載不斷增大，LLC 諧振變換器輸出電壓也進一步增加，使得諧振頻率下降，如果采用恒定母線電壓，車載DC-DC 電源工作于輕載時為使變換器輸出電壓穩(wěn)定需提高工作頻率，關斷損耗隨之增加，致使輕載時效率變低[6-7]；而當負載特別輕時，變換器由于工作頻率的限制，使得輸出電壓不可調(diào)[8]。

針對上述問題，本文提出一種脈寬調(diào)制(PWM)+脈沖頻率調(diào)制(PFM)相結合的控制策略，前級Boost 變換器采用PWM 控制，通過負載電流補償使得母線電壓可調(diào)；后級LLC諧振電路基于PFM 控制，通過輸出電壓補償環(huán)始終處于諧振頻率工作，達到輸出電壓恒定，使其在不同負載范圍內(nèi)達到效率優(yōu)化。本文分析了基于Boost-LLC 兩級式變換器的結構以及工作運行模態(tài)；基于此結構，提出了PWM+PFM 混合控制的策略，具體分析了PFM 調(diào)制模式向PFM+PWM 共同調(diào)制模式的轉(zhuǎn)換過程；結合復合模式下的增益分析，得到開關管占空比的調(diào)節(jié)范圍，合理設置死區(qū)時間，減小開關損耗，從而在輕載時得到較高效率；搭建了一臺1 200 W 樣機，實驗結果驗證了所提控制方法在實現(xiàn)寬范圍電壓輸入的同時可以達到高效率。

1 工作原理

兩級式功率拓撲由Boost 與半橋LLC 諧振變換器串聯(lián)而成，圖1 為變換器結構圖。Boost 電路由電感L、開關管Q 和二極管D1 構成；可控MOS 管S1、S2 串聯(lián)，構成半橋，諧振電感Lr、諧振電容Cr與變壓器T 的原邊勵磁電感Lm組成一個LLC諧振網(wǎng)絡。變壓器副邊利用SR1、SR2 同步整流技術減少輸出二極管的損耗。

圖1 Boost-LLC 變換器結構圖

輸入電壓Vin首先經(jīng)Boost 電路進行升壓，輸出值作為母線電壓，通過調(diào)節(jié)Boost 變換器開關管Q 的占空比對母線電壓進行調(diào)節(jié)，結合其自身的升壓特性可以實現(xiàn)寬范圍輸入的升壓穩(wěn)壓，從而降低對輸入側(cè)電容的要求。后級半橋LLC 電路在開關頻率調(diào)節(jié)下始終處于諧振頻率處，以此達到變換器的低壓穩(wěn)壓輸出，并且可以實現(xiàn)模塊化電壓輸入端與輸出端的隔離。

圖2 為變換器的關鍵波形，[t0,t12]為一個開關周期，包含12 個工作模式，以下對各個階段進行分析。

圖2 變換器的關鍵波形

[t0,t6]階段，開關管Q 斷開，輸入流經(jīng)電感L 和二極管D1，ir是諧振電流，im是勵磁電流。

[t0,t1]階段：在t0之前，開關管S1、S2 寄生電容的充放電過程已經(jīng)完成，開關管S1、S2 的電壓等于電容Cbus的電壓Vbus；在t1時刻，S1 導通，Lr和Cr參與諧振，Lm被箝位，未參與諧振，im線性上升，ir反向，變壓器原副邊出現(xiàn)功率傳輸，副邊同步整流二極管SR1 導通。

[t1,t2]階段：im反向一直在減小，直到t2時刻減小至零，這段時間內(nèi)，Lm仍被箝位，不參與諧振，副邊側(cè)SR1 導通，原邊向副邊傳輸?shù)哪芰坑蒐r、Cr諧振網(wǎng)絡提供。

[t2,t3]階段：im、ir都由上至下，ir呈正弦變化，Lm仍被箝位，未參與諧振，im線性變化，原邊向副邊提供能量，副邊二極管SR1 導通。

[t3,t4]階段：在t3時刻，ir下降到與im相等，Lm不再被箝位；SR1、SR2 均反向截止，SR1 實現(xiàn)ZCS 關斷；Lr、Lm和Cr一起參與諧振，變壓器原副邊之間不再傳輸功率，副邊側(cè)負載由濾波電容Co供電。

[t4,t5]階段：S1 關斷，進入死區(qū)時間，諧振電流ir為S1 的寄生電容充電，給S2 的寄生電容放電，直至t5時刻完成充放電，變壓器不再參與能量傳輸，原副邊分離，由濾波電容Co給負載提供能量。

[t5,t6]階段：Lm繼續(xù)被箝位，未參與諧振，im線性變化，輸入源不再提供能量，諧振網(wǎng)絡Lr和Cr保證變壓器原副邊能量的傳輸，副邊SR2 導通；t5時刻充放電完成，S2 的寄生電容電壓降為0，ir流經(jīng)S2 的體二極管完成續(xù)流，t6時刻，S2 開通，實現(xiàn)了開關管S2 的ZVS。

[t6,t12]階段進入開關管Q 的下半個周期，開關管S1 可實現(xiàn)ZVS 開通，工作過程與上半周期相同，在此不再贅述。

2 控制策略

變換器工作于PFM 調(diào)制模式時開關管S1、S2 的占空比均為0.5，電容Cbus上的電壓較高，當輸入電壓增大時，金屬-氧化層半導體場效晶體管(MOSFET)及電容Cbus在選型上不容易滿足電壓應力要求，同時LLC 諧振變換器的增益范圍會大大增加，給磁元件的參數(shù)設計增加了很大難度[9]。為有效降低Cbus上的電壓，縮小開關頻率范圍，提高轉(zhuǎn)換效率，結合PFM 和PWM 實施混合控制策略，圖3 為系統(tǒng)總體控制框圖，利用變換器輸出電壓Vo和母線電壓Vbus同時補償。當輸入電壓增大時，母線電壓不會隨之上升，而是會穩(wěn)定在設定值，實現(xiàn)寬范圍電壓輸入。

圖3 系統(tǒng)總體控制框圖

控制系統(tǒng)將母線電壓采樣值Vbus與給定母線電壓值Vbref進行誤差比較，作為PI 1 控制器的輸入，經(jīng)比例積分運算得到Vbus_f；采樣值與給定值比較，當Vbus＜Vbref，Vbus_f會被限幅箝位為(Vupper+Vlower)/2，此時開關管Q 的占空比為0.5；輸出電壓Vo與基準電壓值Vref相比較，誤差值經(jīng)過PI 2 控制器比例積分運算，得到反饋調(diào)節(jié)信號Δfs，調(diào)節(jié)變換器的開關頻率，變換器此時處于PFM 調(diào)制。輸入電壓進一步增大，母線電壓Vbus隨之升高，當母線電壓有超過給定值的趨勢時，輸出電流Io經(jīng)過電流傳感系數(shù)RsK前饋給占空比，開關管Q 的占空比降低，母線電壓從而被穩(wěn)定在給定值；同時輸出電壓增益隨著占空比減小而降低，因此為穩(wěn)定電壓增益，輸出電壓補償環(huán)路通過向回調(diào)節(jié)開關頻率達到穩(wěn)定要求，變換器的開關頻率隨著輸入電壓升高而減小，這時，變換器工作模式轉(zhuǎn)換為PFM+PWM 調(diào)制。

由兩個補償環(huán)路可知：在母線電壓未超過設定值前，開關管的占空比被限制為0.5，輸出電壓Vo在PFM 控制下維持穩(wěn)定；當母線電壓有超過設定值的趨勢時，由輸出電流Io前饋與母線電壓Vbus補償部分調(diào)整開關管的占空比，輸出電壓補償環(huán)路調(diào)節(jié)開關頻率，此時變換器處于PFM+PWM 調(diào)制。Vbus=Vbus_f是調(diào)制模式切換的控制點，當Vbus剛達到Vbus_f時，開關頻率已達最大，輸入電壓進一步升高時，因輸出電流前饋補償網(wǎng)絡，開關管Q 的占空比相應減小，維持母線電壓穩(wěn)定；而占空比減小又會使輸出電壓降低，此時輸出電壓控制回路會降低開關頻率，通過提高電壓增益保證輸出電壓穩(wěn)定。

3 增益分析

當系統(tǒng)工作時，兩級電路的總增益為：

式中：d為半橋開關管占空比；品質(zhì)因數(shù)為變壓器副邊側(cè)折算到原邊側(cè)的等效電阻；fn=fs/fr，fs是開關頻率；勵磁電感與諧振電感之比λ=Lm/Lr。

保持d不變，圖4 為兩級電路的增益曲線。

圖4 三維電壓增益曲線

由圖4 可知，開關頻率固定下，調(diào)節(jié)占空比可以進一步減小變換器電壓增益，從而實現(xiàn)對電壓增益的精細調(diào)節(jié)；占空比在0.45～0.5 調(diào)節(jié)，其電壓增益的精細程度更高?？梢园l(fā)現(xiàn)，頻率和占空比同時調(diào)節(jié)可以實現(xiàn)對電壓增益的精細調(diào)節(jié)，從而降低對輸出電壓的影響。

但是，在PFM+PWM 調(diào)制下，占空比的調(diào)節(jié)范圍并不是在0～0.5 任意調(diào)節(jié)，而是有最小占空比限制，因為占空比設置不合適會導致死區(qū)時間不合理，使傳輸損耗增大，從而降低傳輸效率。為了減小傳輸損耗并且確保變換器的軟開關特性不被破壞，需推導出最小占空比。當開關管寄生電容的能量在死區(qū)時間內(nèi)釋放完畢，才能實現(xiàn)ZVS，占空比減小如同死區(qū)時間增大，因此需推導出死區(qū)時間。由文獻[10]得最大死區(qū)時間關系式為：

式中：Lm為勵磁電感；Cj為開關管寄生電容；fr為諧振頻率。

最小占空比Dmin滿足：

式中：Ts為開關周期；fs是開關頻率。

4 實驗設計與結果分析

4.1 實驗設計

為驗證所提出的效率優(yōu)化方法是否合理，基于DSPIC30F28032 芯片，設計了輸出功率1 200 W 的原理樣機，圖5 為樣機實物圖，樣機的主要元器件及其規(guī)格參數(shù)如表1所示。分別測量200、340、420 V 輸入電壓下不同負載的傳輸效率，驗證所提出的效率優(yōu)化方法是否可以在全負載范圍達到高傳輸效率。

圖5 樣機實物

表1 實驗參數(shù)

4.2 結果分析

圖6 為輕載時開關管S1 零電壓開通時各極間電壓波形圖和諧振電流圖，原邊MOSFET 開關管實現(xiàn)了ZVS，源極電壓Vds降為零之后，驅(qū)動電壓Vgs才觸發(fā)。ZVS 能夠減少開通關斷時的損耗，對效率的提高有很大幫助。

圖6 零電壓開通時各極間電壓波形圖和諧振電流圖

負載改變時的結果如圖7 所示，在50 W 向500 W 負載切換時，輸出電壓下降約2 V，切載后大約在150 μs 后輸出電壓恢復穩(wěn)定，證實任意調(diào)節(jié)負載，輸出電壓均可保持恒定，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性。

圖7 負載突變時的結果

在輸入電壓分別為200、340、420 V 時，測出熱機平衡情況下的輸出功率與輸入功率，從而計算出轉(zhuǎn)換效率，得到在200、340、420 V 三種輸入電壓下輸出功率與傳輸效率的關系，如圖8(a)所示，三種輸入電壓下，負載從輕載變化到重載時，均具有較高的傳輸效率，均在90%以上，最高達94%，說明變換器不僅實現(xiàn)了寬范圍輸入電壓，而且在全負載范圍內(nèi)具有較高的轉(zhuǎn)換效率。如圖8(b)所示，與傳統(tǒng)的PFM 控制方式相比，PWM+PFM 混合控制使得傳輸效率在輕載時提升了3%，系統(tǒng)的動態(tài)性能得到優(yōu)化。

圖8 效率關系圖

綜上，相較于單一LLC 諧振變換器，兩級Boost-LLC 變換器結構同樣具有良好的軟開關特性和穩(wěn)定性；相較于傳統(tǒng)的PFM 控制方法，PWM+PFM 混合調(diào)制方法不僅可以實現(xiàn)寬范圍電壓輸入，而且能夠提高輕載時的效率。

5 結論

針對LLC 諧振變換器不能適應寬范圍輸入電壓以及輕載時效率較低的問題，本文基于兩級Boost+LLC 變換器提出一種PWM+PFM 混合調(diào)制策略。在輸入電壓增大時，負載電流環(huán)通過改變占空比調(diào)節(jié)母線電壓，輸出電壓環(huán)調(diào)節(jié)頻率，使變換器始終工作在諧振頻率，通過PFM+PWM 共同控制提升電壓增益，進而穩(wěn)定輸出電壓。通過分析變換器的電壓增益特性，獲得適當?shù)恼伎毡日{(diào)節(jié)范圍，實現(xiàn)寬范圍電壓輸入，同時降低了傳輸損耗，輕載效率得以提高。實驗結果表明，輕載情況下優(yōu)化方法可以較好地實現(xiàn)軟開關性能，達到效率優(yōu)化，而且能夠滿足寬范圍電壓輸入，具有很好的穩(wěn)定性。