低電流紋波雙向CLLC變換器的研究

李小文，江良星 ，王華云，王長(zhǎng)坤 ，查海濤

（1.國(guó)網(wǎng)南昌市昌北供電公司，江西 南昌 330063；2.南昌航空大學(xué)信息工程學(xué)院，江西 南昌 330063；3.國(guó)網(wǎng)江西省電力有限公司電力科學(xué)研究院，江西 南昌 330063；4.國(guó)網(wǎng)江西電力有限公司柘林水電廠，江西 永修 330300）

隨著智能電網(wǎng)、太陽(yáng)能供電系統(tǒng)等配電設(shè)備的不斷發(fā)展以及不間斷電源、電動(dòng)汽車的廣泛應(yīng)用，直流充電設(shè)備必須具備使能量雙向流動(dòng)的功能才能滿足上述應(yīng)用場(chǎng)合[1]。與采用兩套單向DC-DC變換器反并聯(lián)來(lái)實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)的方案相比，雙向DC-DC變換器可以減少元件器的數(shù)量，具有成本低、功率密度高等優(yōu)勢(shì)，在未來(lái)具有廣泛的應(yīng)用前景[2]。為了進(jìn)一步提升雙向DC-DC變換器工作效率，軟開關(guān)拓?fù)溆绕涫荓LC諧振型變換器以自然軟開關(guān)的特點(diǎn)受到越來(lái)越多的關(guān)注[3]。通過(guò)實(shí)現(xiàn)對(duì)原邊開關(guān)管零電壓開通和副邊整流管零電流關(guān)斷，LLC諧振型變換器可以大幅降低開關(guān)損耗。如何將軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用到雙向DC-DC變換器之中已經(jīng)成為當(dāng)前的研究重點(diǎn)[4-6]。

文獻(xiàn)[7]提出一種雙向LLC變換器，但是反向運(yùn)行時(shí)無(wú)法實(shí)現(xiàn)副邊零電流關(guān)斷（zero current switch，ZCS），且直流增益小于1，只能用于降壓模式。文獻(xiàn)[8-9]提出了一種對(duì)稱結(jié)構(gòu)的雙向CLLLC諧振變換器，實(shí)現(xiàn)了雙向軟開關(guān)和升降壓，但是增加了副邊諧振電容和電感，降低了功率密度。文獻(xiàn)[10]提出了一種雙向CLLC諧振變換器，該拓?fù)洳粌H保持了雙向CLLLC諧振變換器的全部?jī)?yōu)勢(shì)，由于副邊只有一個(gè)諧振電容，從而提高了功率密度且成本更低。

為了降低輸出濾波電容的使用數(shù)量，本文結(jié)合雙向CLLC拓?fù)涞能涢_關(guān)優(yōu)勢(shì)和三相交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)特點(diǎn)，提出一種星型連接的三相型雙向CLLC變換器，具體拓?fù)淙鐖D1a所示。與傳統(tǒng)三相直接交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)洌▓D1b）相比，該拓?fù)溟_關(guān)管和變換器出腳數(shù)量減少了一半，使得功率密度得到進(jìn)一步提高，克服了單相CLLC輸出紋波電流較大的缺點(diǎn)[11-12]。

圖1 雙向CLLC變換器拓?fù)鋱DFig.1 Topology diagram of bidirectional CLLC converter

本文首先描述了星型連接的三相型雙向CLLC變換器的工作原理，通過(guò)基波分析法對(duì)其電壓特性進(jìn)行研究，詳細(xì)分析了各諧振參數(shù)對(duì)電壓增益的影響，最后通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性和有效性。

1 主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1a星型連接的三相型雙向CLLC變換器拓?fù)渲械腝1～Q6與Q7～Q12分別構(gòu)成了一個(gè)全橋變換器。正向工作時(shí)，Q1～Q6側(cè)工作在三相逆變模式，Q7～Q12側(cè)則工作在三相整流模式。反向工作時(shí)，Q7～Q12側(cè)工作在三相逆變模式，Q1～Q6側(cè)則工作在三相整流模式。Cr1～Cr3和 C1～C3是諧振電容；L1～L3是諧振電感；Lm1～Lm3是勵(lì)磁電感；CQ1～CQ12和DQ1～DQ12分別是Q1～Q12的結(jié)電容和反并二極管。

2 工作過(guò)程分析

星型連接的三相型雙向CLLC變換器正向運(yùn)行時(shí)一個(gè)開關(guān)周期可以分為12個(gè)模態(tài)，由于前后半個(gè)周期具有對(duì)稱性，所以只對(duì)前半個(gè)周期中的6個(gè)模態(tài)作具體分析，各運(yùn)行模態(tài)等效電路圖如圖2所示。

圖2 正向運(yùn)行時(shí)的各模態(tài)圖Fig.2 Modal diagrams in forward operation

三相交錯(cuò)依次移相120°導(dǎo)通，理論工作波形圖如圖3所示。

圖3 變換器主要工作波形圖Fig.3 Main working waveforms of the converter

模態(tài) 1[t0—t1]：Q4，Q5導(dǎo)通。A相進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，電流ia以正弦形式增大，同步管Q7導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。諧振電流ir1對(duì)結(jié)電容CQ2充電，對(duì)結(jié)電容CQ1放電，為開關(guān)管Q1零電壓導(dǎo)通（zero voltage switch，ZVS）提供了條件。對(duì)于B相，電流ib以正弦形式反向增大，同步管Q10導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。對(duì)于C相，電流ic以正弦形式減小，同步管Q11導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。

模態(tài)2[t1—t2]：Q4，Q5導(dǎo)通；t1時(shí)刻，Q1實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。對(duì)于A相，電流ia以正弦形式繼續(xù)增大，同步管Q7導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。對(duì)于B相，電流ib以正弦形式變化，同步管Q10導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。對(duì)于C相，電流ic以正弦形式減小，同步管Q11導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm3被輸出電壓鉗位，當(dāng)ic減小到零時(shí)，Q5關(guān)斷。

模態(tài)3[t2—t3]：Q1，Q4導(dǎo)通。對(duì)于A相，電流ia以正弦形式繼續(xù)增大，同步管Q7導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。對(duì)于B相，電流ib以正弦形式反向減小，同步管Q10導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。C相進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，電流ic以正弦形式反向增大，同步管Q12導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。諧振電流ir3對(duì)結(jié)電容CQ5充電，對(duì)結(jié)電容CQ6放電，這為開關(guān)管Q6的ZVS導(dǎo)通提供了條件。

模態(tài) 4[t3—t4]：Q1，Q4導(dǎo)通；t3時(shí)刻，Q6實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。對(duì)于A相，電流ia以正弦形式變化，同步管Q7導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。對(duì)于B相，同步管Q10導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。電流ib以正弦形式反向減小，當(dāng)ib減小到零時(shí)，Q4關(guān)斷。對(duì)于C相，電流ic以正弦形式反向繼續(xù)增大，同步管Q12導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。

模態(tài)5[t4—t5]：Q1，Q6導(dǎo)通；對(duì)于A相，電流ia以正弦形式減小，同步管Q7導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。B相進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，電流ib以正弦形式增大，同步管Q9導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。諧振電流ir2對(duì)結(jié)電容CQ4充電，對(duì)結(jié)電容CQ3放電，這為開關(guān)管Q3的ZVS導(dǎo)通提供了條件。對(duì)于C相，電流ic以正弦形式反向繼續(xù)增大，同步管Q12導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。

模態(tài) 6[t5—t6]：Q1，Q6導(dǎo)通；t5時(shí)刻，Q3實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。對(duì)于A相，同步管Q7導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm1被輸出電壓鉗位。電流ia以正弦形式減小，當(dāng)ia減小到零時(shí)，Q1關(guān)斷。對(duì)于B相，電流ib以正弦形式繼續(xù)增大，同步管Q9導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm2被輸出電壓鉗位。對(duì)于C相，電流ic以正弦形式變化，同步管Q12導(dǎo)通，勵(lì)磁電感Lm3被輸出電壓鉗位。

3 增益特性分析

3.1 正向運(yùn)行時(shí)增益特性分析

正向運(yùn)行時(shí)采用基波分量法對(duì)一相電路進(jìn)行分析。為了簡(jiǎn)化計(jì)算，全文令變壓器變比n為1，將副邊電容等效到原邊，則星型連接的三相型雙向CLLC變換器正向運(yùn)行時(shí)的基波等效電路如圖4所示。

圖4 正向運(yùn)行時(shí)的基波等效模型Fig.4 Fundamental equivalent model for forward operation

由上式可得CLLC諧振變換器的直流增益曲線如圖5所示。由圖5可以看出，隨著Q值的不斷減?。ㄘ?fù)載越輕），變換器工作頻率范圍變寬，同時(shí)最大直流增益增大。另一方面，Q值與原邊電流成反比，為了降低系統(tǒng)損耗，應(yīng)當(dāng)增大Q值。因此在保證變換器的調(diào)壓能力和實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的前提下，應(yīng)選用大的Q值。隨著開關(guān)頻率的不斷增大，正向運(yùn)行時(shí)直流增益先增大后減小。當(dāng)開關(guān)角頻率等于ω1時(shí)，原邊諧振元件發(fā)生串聯(lián)諧振，由于副邊諧振電容的影響，Q值越小增益越大。

圖5 正向運(yùn)行時(shí)的直流增益隨Q值變化曲線族Fig.5 Voltage gain with Q value curves family in forward operation

同理，可以繪制出直流增益在不同k值下的曲線族，如圖6所示。由圖6可知：當(dāng)Q值確定時(shí)，k值越大，對(duì)應(yīng)的最大直流增益越小，頻率需要變換較大范圍時(shí)，才能達(dá)到所需的直流增益，因此降低了變換器的調(diào)節(jié)性能。k值定義為L(zhǎng)m1與L1的比值，當(dāng)k值越小時(shí)，則對(duì)應(yīng)的勵(lì)磁電感值Lm1越小，而減小Lm1會(huì)使勵(lì)磁電感的峰值增大，最終增加了開關(guān)管的導(dǎo)通損耗。

圖6 正向運(yùn)行時(shí)電壓增益隨k值變化曲線族Fig.6 Family of voltage gains with k value in forward operation

3.2 反向運(yùn)行時(shí)增益特性分析

反向運(yùn)行時(shí)的基波等效模型如圖7所示。

圖7 反向運(yùn)行時(shí)的基波等效模型Fig.7 Fundamental equivalent model for reverse operation

根據(jù)式（8）繪制了變換器的反向直流增益曲線，如圖8所示。

圖8 反向運(yùn)行時(shí)的電壓增益隨Q值變化曲線族Fig.8 Voltage gain with Q value curves family in reverse operation

由圖8可得，變換器處于反向運(yùn)行時(shí)，直流增益的變化趨勢(shì)與正向運(yùn)行時(shí)類似。反向高頻諧振點(diǎn)增益大于1，同時(shí)增益曲線都相交于一點(diǎn)。Q值越大，則最大直流增益較??；當(dāng)Q值減小時(shí)，直流增益會(huì)出現(xiàn)兩個(gè)增益波峰，不利于系統(tǒng)閉環(huán)控制。

令C1，Cr1和L1共同諧振時(shí)的諧振角頻率為

令反向諧振頻率ωr1與ωeq的比值為

由式（11）繪制比值y隨k變化的曲線族，如圖9所示。由圖9可知，隨著g和k值的增大，y值會(huì)逐漸趨近于1，即變換器反向諧振頻率近似等于三個(gè)諧振元件共同諧振時(shí)的諧振頻率。

圖9 y值隨k值變化的曲線族Fig.9 Curves family with y value changing with k value

增益隨g和ωn變化的曲面圖如圖10所示。在頻率較低范圍內(nèi)增益出現(xiàn)一定波動(dòng)，但隨著頻率的增大，增益逐漸趨于平緩，表明g值變化對(duì)增益影響較小。

圖10 增益隨g和ωn變化的曲面圖Fig.10 Surface plot of gain varying with g and ωn

4 仿真分析

首先，通過(guò)Simulink搭建仿真模型進(jìn)行仿真驗(yàn)證。具體仿真參數(shù)如下所示：諧振電感Lr=12 μH；勵(lì)磁電感Lm=80 μH；諧振電容C1=328 nF，Cr1=500 nF；濾波電容450 μF；開關(guān)頻率Fs范圍60～100 kHz；死區(qū)時(shí)間 200 ns；輸入電壓350 V；輸出電壓350～400 V。

圖11、圖12分別為變換器正向和反向運(yùn)行時(shí)的驅(qū)動(dòng)電壓的放大波形與MOS管DS電壓。在驅(qū)動(dòng)電壓為高電平之前，DS電壓已經(jīng)下降為零，即實(shí)現(xiàn)了原邊ZVS。二極管電流自然下降為零，即副邊實(shí)現(xiàn)了ZCS關(guān)斷。

圖11 正向運(yùn)行時(shí)的電壓電流仿真波形Fig.11 Voltage and current simulation waveforms in forward operation

圖12 反向運(yùn)行時(shí)的電壓電流仿真波形Fig.12 Voltageandcurrentsimulationwaveformsinreverseoperation

由圖13可知，輸出電流Io在13～14.8 A之間波動(dòng)，變換器輸出電流紋波已大幅降低，因此可以降低對(duì)應(yīng)的濾波電容數(shù)量。

圖13 副邊輸出電流仿真波形Fig.13 Secondary side output current simulation waveforms

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)上述仿真參數(shù)，研制了一臺(tái)功率為2 kW的星型連接的三相型雙向CLLC變換器樣機(jī)，如圖14所示。其中正向工作頻率為80 kHz；反向工作頻率為120 kHz；輸入電壓240 V。

圖14 雙向CLLC變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.14 Experimental prototype of a bidirectional CLLC converter

如圖15所示，正向運(yùn)行在高頻諧振點(diǎn)附近時(shí)輸出電壓220 V，增益略小于1，諧振電流近似于正弦波符合理論分析，同時(shí)諧振電流滯后于驅(qū)動(dòng)電壓，實(shí)現(xiàn)了ZVS導(dǎo)通。反向運(yùn)行時(shí)波形如圖16所示，輸出電壓達(dá)到了320 V，實(shí)現(xiàn)了較好的升壓和軟開關(guān)效果。

圖15 正向運(yùn)行時(shí)的電壓電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.15 Voltage and current experimental waveforms during forward operation

圖16 反向運(yùn)行時(shí)的電壓電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.16 Voltage and current experimental waveforms during reverse operation

如圖17所示，副邊三相電流對(duì)稱，最大紋波電流ΔIc=0.8A，輸出電流紋波大幅降低。

圖17 副邊輸出電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.17 Experimental waveforms of secondary side output current

6 結(jié)論

本文在單相LLC諧振變換器的基礎(chǔ)上，提出一種原副邊均星型連接的三相型雙向CLLC變換器，并采用基波分析法對(duì)該變換器的增益特性進(jìn)行了詳細(xì)分析。通過(guò)搭建仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證得出結(jié)論：所提變換器除了具備單相LLC諧振變換器的全部?jī)?yōu)點(diǎn)外，不僅能實(shí)現(xiàn)雙向運(yùn)行，還能大幅降低輸出電流紋波，且相間實(shí)現(xiàn)良好的均流效果。