基于零矢量嵌入的雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器分段同步控制策略

梅 楊 許 策 魯喬初

（北方工業(yè)大學(xué)北京市變頻技術(shù)工程技術(shù)研究中心 北京 100144）

0 引言

隨著新能源技術(shù)的發(fā)展，許多學(xué)者提出利用儲(chǔ)能系統(tǒng)對(duì)可再生能源進(jìn)行消納，因此儲(chǔ)能技術(shù)將在未來(lái)新能源發(fā)電系統(tǒng)中扮演重要角色。雙向AC-DC變換器是連接儲(chǔ)能單元與電網(wǎng)的接口，在儲(chǔ)能系統(tǒng)中具有重要的作用[1-3]。近年來(lái)，雙向隔離型AC-DC矩陣變換器被應(yīng)用于儲(chǔ)能系統(tǒng)作為接口變換器，具有能量雙向傳輸、網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)、體積小、質(zhì)量輕和功率密度高等優(yōu)勢(shì)，特別是在交流側(cè)和直流側(cè)之間引入高頻變壓器作為電氣隔離，使得抗干擾能力強(qiáng)，升降壓的范圍寬。因此，獲得了學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的廣泛關(guān)注[4-7]。

由于雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，前后級(jí)電路相互耦合，因而不能直接借鑒使用傳統(tǒng)矩陣變換器的調(diào)制方法。文獻(xiàn)[8]提出了一種針對(duì)高頻鏈矩陣變換器的基于電壓空間矢量調(diào)制和前后級(jí)移相控制的控制策略，雖然可以實(shí)現(xiàn)雙向功率控制，但該策略導(dǎo)致峰值電流較大，從而降低了高頻鏈矩陣變換器的效率。為此，本文提出了一種分段同步控制策略。其中，前級(jí)3-1 矩陣變換電路采用對(duì)稱雙線電壓調(diào)制，后級(jí)全橋電路采用傳統(tǒng)的互補(bǔ)控制，并通過(guò)在前級(jí)端口電壓的脈沖信號(hào)中嵌入零矢量，以調(diào)節(jié)變換器的傳輸功率。為了進(jìn)一步分析該控制策略的性能，對(duì)電感電流峰峰值實(shí)現(xiàn)了量化評(píng)估，即實(shí)現(xiàn)了對(duì)變換器電流應(yīng)力的分析。

1 電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器的拓?fù)淙鐖D1所示，由網(wǎng)側(cè)LC 濾波器、前級(jí)變換電路、高頻變壓器、后級(jí)變換電路和直流側(cè)輸出濾波器五個(gè)部分組成。其中，網(wǎng)側(cè)LC 濾波器用于濾除高頻開(kāi)關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的高頻電流諧波，防止注入電網(wǎng)造成干擾；前級(jí)變換電路由3-1 矩陣電路構(gòu)成，可將三相工頻交流電轉(zhuǎn)換為單相高頻交流電，為提高變換器的功率密度，可采用12 個(gè)SiC MOSFET 以共源極連接的形式構(gòu)成6 個(gè)雙向開(kāi)關(guān)，按照3×2 矩陣排列；高頻變壓器作為前級(jí)變換電路和后級(jí)變換電路之間的電氣隔離環(huán)節(jié)，使變換器可以實(shí)現(xiàn)安全可靠的升降壓變換；后級(jí)變換電路由全橋電路構(gòu)成，可將單相高頻交流電轉(zhuǎn)換為直流電，同樣由四個(gè) SiC MOSFET 組成；直流側(cè)濾波器可以保證直流側(cè)電壓、電流平滑穩(wěn)定。

圖1 雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器拓?fù)銯ig.1 The topology of bidirectional isolated AC-DC matrix converter

圖1 所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可視為由3-1 AC-AC 矩陣變換器和AC-DC 變換器組合而成，無(wú)中間直流母線電容作為儲(chǔ)能元件。因此，該變換器前后級(jí)電路之間相互耦合，無(wú)法完全獨(dú)立控制，大大增加了控制難度?？紤]到這一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與雙有源橋（Double Active Bridge, DAB）有相似之處，因此可以借鑒其控制思想[9-10]，建立如圖2 所示雙向隔離型AC-DC變換器的等效電路。其中，三相交流電壓源經(jīng)網(wǎng)側(cè)濾波器和前級(jí)3-1 矩陣式變換電路后為高頻交流電壓，構(gòu)成高頻變壓器一次電壓up，可視為一個(gè)電壓源；后級(jí)全橋電路、輸出濾波器和直流負(fù)載，可視為單相電壓源型變換器，其輸入為變壓器二次電壓us，亦可視為一個(gè)電壓源；前級(jí)串聯(lián)電感及高頻變壓器的漏感共同等效為電感L，流過(guò)等效電感L的電流為iL(t)。

圖2 雙向隔離型AC-DC 變換器等效電路Fig.2 The equivalent circuit of the bidirectional isolated AC-DC matrix converter

根據(jù)上述等效電路可以建立兩個(gè)端口電壓和電感L上的電壓電流等量關(guān)系為

2 分段同步控制策略

基于雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器的基本工作原理和等效電路，本文構(gòu)建其控制原則如圖2 所示：①前級(jí)3-1 矩陣變換電路采用雙線電壓調(diào)制法，以提高電壓傳輸比，同時(shí)為了避免高頻變壓器出現(xiàn)直流飽和現(xiàn)象，雙線電壓采用正負(fù)對(duì)稱的分布方式；②為配合前級(jí)電路，后級(jí)全橋電路采用分段互補(bǔ)控制，即按照前級(jí)的兩組線電壓分布情況將整個(gè)控制周期分段，在相應(yīng)時(shí)段中采用互補(bǔ)控制；③前、后級(jí)電路之間按照輸入線電壓劃分的時(shí)段進(jìn)行分段同步控制，同時(shí)為了實(shí)現(xiàn)前后級(jí)之間功率的傳輸，在前級(jí)電路控制中嵌入零矢量以調(diào)節(jié)中間高頻電感電流。

以整流模式為例，根據(jù)上述控制原則進(jìn)行變換器控制得到的前后級(jí)電路電壓和中間電感電流分布如圖3a 所示。圖中，t0為一個(gè)控制周期的起始時(shí)刻點(diǎn)，一個(gè)控制周期Ts分成最大線電壓（第一占空比）作用時(shí)間d1Ts、次大線電壓（第二占空比）作用時(shí)間d2Ts和零電壓作用時(shí)間d0Ts三個(gè)部分，在兩組線電壓作用時(shí)段中嵌入的兩段零矢量

圖3 整流模式下up、us、iL 的移相控制示意圖和第一扇區(qū)開(kāi)關(guān)管控制信號(hào)Fig.3 up, us and iL phase-shift control in rectifier mode,control signals of the switches in sector 1

如圖3a 所示，一個(gè)控制周期共分為9 段。根據(jù)式（1）所示的電壓電流關(guān)系，可以推導(dǎo)得各段電感電流表達(dá)式為

式中，iL0為一個(gè)控制周期起始時(shí)刻t0時(shí)的電感電流初始值；Umax、Umed分別為uab、uac、ubc、uba、uca、ucb中，極性為正，且幅值最大的和次大的輸入線電壓。

為保證一個(gè)控制周期內(nèi)Umax、Umed對(duì)應(yīng)關(guān)系不變，將一個(gè)工頻周期平均劃分為12 個(gè)扇區(qū)，如圖4所示。

圖4 前級(jí)電路輸入電壓扇區(qū)劃分Fig.4 Sector distribution based on input voltage of pre-stage circuit

以第一扇區(qū)為例，此時(shí)相電壓ua＞uc＞ub時(shí)，幅值最大的正極性線電壓為uab，幅值次大的正極性線電壓為uac，在一個(gè)控制周期Ts內(nèi)，按照本文提出的控制策略，可以得到各開(kāi)關(guān)器件的控制信號(hào)如圖3b 所示，其中SaP～ScN為前級(jí)3-1 矩陣電路中6 個(gè)雙向開(kāi)關(guān)的控制信號(hào)，S1～S4為后級(jí)全橋電路中4 個(gè)單向開(kāi)關(guān)的控制信號(hào)。

根據(jù)當(dāng)前扇區(qū)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，可以確定一個(gè)控制周期內(nèi)，三相電流ia、ib、ic的狀態(tài)，如圖5 所示。

圖5 扇區(qū)1 時(shí)三相輸入電流波形Fig.5 Three-phase input current in sector 1

根據(jù)圖5 中各相電流的方向和式（2）中每段電感電流的表達(dá)式，可得到各相電流平均值的表達(dá)式為

將各個(gè)物理量代入式（3）進(jìn)行化簡(jiǎn)整理，得到一個(gè)控制周期Ts內(nèi)各相電流的平均值為

為保證網(wǎng)側(cè)電流三相平衡正弦，網(wǎng)側(cè)電流與電壓相位相同，設(shè)定網(wǎng)側(cè)三相電流參考值表達(dá)式為

式中，Ii為網(wǎng)側(cè)三相電流幅值。

聯(lián)立式（3）和式（4），可以求得第一占空比d1、第二占空比d2和零矢量占空比d0在第一扇區(qū)的計(jì)算公式為

同理可推導(dǎo)出其他11 個(gè)扇區(qū)中各占空比的表達(dá)式，整理可得到本控制策略在整流模式下第一占空比d1、第二占空比d2和零矢量占空比d0為

同理，建立逆變模式下的脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation, PWM）脈沖分布如圖6 所示，對(duì)其每段占空比的表達(dá)式進(jìn)行理論推導(dǎo)，得到第一占空比d1、第二占空比d2和零矢量占空比d0表達(dá)式同式（7）所示。由于能量傳輸方向與整流模式相反，移相角φ的取值范圍為-π 2≤φ＜0 ，移相比δ的取值范圍是-1≤δ＜0 ，其他變量的定義和取值范圍與整流模式相同。

圖6 逆變模式下up、us、iL 的移相控制示意圖Fig.6 up, us and iL phase-shift control in inverter mode

3 電流應(yīng)力分析

在保證良好輸入輸出性能的基礎(chǔ)上，對(duì)所提出控制策略的性能進(jìn)行了進(jìn)一步評(píng)估，從而明確其優(yōu)、缺點(diǎn)和適用范圍。類比DAB 的工作特性和性能，控制策略對(duì)變換器的電流應(yīng)力具有顯著的作用，進(jìn)而對(duì)系統(tǒng)的功率損耗和可靠性產(chǎn)生一定影響[11-15]。本文利用電感電流峰峰值對(duì)電流應(yīng)力進(jìn)行了量化評(píng)估，分析了在直流側(cè)不同電壓條件下，電感電流峰峰值隨之發(fā)生的變化。

由于雙向隔離型AC-DC 變換器可實(shí)現(xiàn)升、降壓的變換，其直流側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍寬，在直流側(cè)電壓Uo遞增的過(guò)程中，需對(duì)電感電流峰峰值的變化進(jìn)行分情況討論。

這里以整流模式為例，分析討論以上三種情況時(shí)直流側(cè)電壓對(duì)電感電流峰峰值的影響。

圖7 在nUo＞Ui條件下電感電流峰峰值示意圖Fig.7 The peak to peak of inductance current under

4 仿真分析

利用Matlab/Simulink 搭建雙向隔離型AC-DC矩陣變換器仿真模型，進(jìn)行仿真驗(yàn)證，說(shuō)明以上理論的正確性和有效性，系統(tǒng)關(guān)鍵參數(shù)見(jiàn)表1。

表1 仿真關(guān)鍵參數(shù)Tab.1 The key parameters of simulation

4.1 整流模式

仿真中交流側(cè)相電有效值設(shè)定為80V，直流側(cè)電壓180V，控制頻率為20kHz，移相比δ=0.4。仿真結(jié)果如圖8 所示，在整流模式下，可以實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流與電壓同相位，且網(wǎng)側(cè)電流正弦度良好，總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）為2.00%，直流側(cè)輸出電壓電流波形平穩(wěn)，輸出電壓紋波約為0.46%，即在整流模式下，實(shí)現(xiàn)了良好的輸入輸出性能，驗(yàn)證了所提調(diào)制策略的正確性。

圖8 整流模式下的仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results in rectifier mode

在整流模式下，設(shè)定網(wǎng)側(cè)電壓幅值Ui=113V，通過(guò)只改變直流側(cè)電壓Uo，將Uo從33.3V 一直增大到160V，進(jìn)行了電感電流峰峰值的仿真計(jì)算，結(jié)果如圖9 所示。

圖9 整流模式下電感電流峰峰值隨Uo 的變化曲線Fig.9 The peak to peak of iL changing with Uo in rectifier mode

4.2 逆變模式

設(shè)定交流側(cè)相電壓有效值為80V，直流側(cè)電壓為180V，移相比δ=- 0.4。仿真結(jié)果如圖10 所示，在逆變模式下，網(wǎng)側(cè)電流與電壓相差180°，且網(wǎng)側(cè)電流THD 為1.83%，直流側(cè)輸出電壓電流波形平穩(wěn)，輸出電壓紋波約為0.58%，即在逆變模式下，同樣具有良好的輸入輸出性能。因此，采用本文所提出控制策略可以實(shí)現(xiàn)功率的雙向傳輸，且可以實(shí)現(xiàn)良好的電能質(zhì)量及穩(wěn)定的直流側(cè)電壓、電流。

圖10 逆變模式下的仿真結(jié)果Fig.10 Simulation results in inverter mode

在逆變模式下設(shè)定網(wǎng)側(cè)電壓幅值Ui=113V，移相比δ=- 0.4。將Uo從33.3V 一直增大到160V，進(jìn)行了電感電流峰峰值的仿真計(jì)算，仿真結(jié)果如圖11 所示。

圖11 逆變模式下電感電流峰峰值隨Uo 的變化曲線Fig.11 The peak to peak of iL changing with Uo in inverter mode

4.3 電流應(yīng)力仿真對(duì)比分析

為了進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提出控制策略在減小電流應(yīng)力方面的效果，將本文控制策略與文獻(xiàn)[17]提出的“后級(jí)電路移相、前后級(jí)電路同步”控制策略進(jìn)行了仿真對(duì)比分析。分別考慮整流模式和逆變模式下，電感電流峰峰值隨直流側(cè)電壓變化的特性。

圖12 為整流模式下兩種控制策略的電感電流峰峰值隨直流側(cè)電壓Uo的變化曲線。其中，實(shí)線為本文控制策略的仿真結(jié)果，虛線為文獻(xiàn)[17]控制策略仿真結(jié)果。由圖12 可以看出，兩種控制策略的電感電流峰峰值變化曲線均呈先減小后增大的趨勢(shì)，但曲線斜率和對(duì)應(yīng)的電感電流峰峰值略有不同。

圖12 整流模式下兩種控制策略對(duì)比（仿真結(jié)果）Fig.12 Comparison of simulation results of two control strategies in rectifier mode

圖13 為逆變模式下兩種控制策略的電感電流峰峰值隨直流側(cè)電壓Uo的變化曲線。其中，實(shí)線為本文控制策略的仿真結(jié)果，虛線為文獻(xiàn)[17]策略的仿真結(jié)果?？梢钥闯?，兩種控制策略的電感電流峰峰值變化曲線均呈先減小后增大的趨勢(shì)，但曲線斜率和對(duì)應(yīng)的電感電流峰峰值略有不同。對(duì)比可得，

圖13 逆變模式兩種方法對(duì)比（仿真結(jié)果）Fig.13 Comparison of simulation results of two control strategies in inverter mode

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提出控制策略的可行性與有效性，搭建了一臺(tái)2.2kW 的雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖14 所示。根據(jù)變換器的工作電壓，前后級(jí)變換電路采用寬禁帶器件SiC MOSFET，型號(hào)為 C3M0075120J ； 變換器控制器采用TMS320F28335PGFA 型DSP 芯片作為主控制器，進(jìn)行各電壓電流采集、判斷扇區(qū)號(hào)、計(jì)算控制脈寬等；DSP 的輸出信號(hào)送入 EPM1270T144C5N 型CPLD，進(jìn)行邏輯解碼和生成死區(qū)時(shí)間，實(shí)現(xiàn)安全換流，并根據(jù)各個(gè)故障信號(hào)進(jìn)行保護(hù)邏輯處理。

圖14 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.14 Photo of the experimental platform

5.1 整流模式

設(shè)定交流側(cè)相電壓有效值為80V，直流側(cè)電壓為180V，δ=0.4，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖15所示，網(wǎng)側(cè)輸入電流和電壓相位基本相同，測(cè)得功率因數(shù)cosφ=0.976。網(wǎng)側(cè)電流三相平衡，正弦度良好，THD=2.25%，諧波含量很小。直流側(cè)電壓紋波為2.56%，對(duì)輸出電壓的控制性能良好。

圖15 整流模式下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.15 Experimental results in rectifier mode

與仿真條件相同，在整流模式下設(shè)定網(wǎng)側(cè)電壓幅值Ui=113V，通過(guò)只改變直流側(cè)電壓Uo，將Uo從33.3V 一直增大到160V，測(cè)試電感電流峰峰值，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖16 所示。

圖16 整流模式下電感電流iL 峰峰值隨Uo 的變化曲線Fig.16 The peak to peak of iL changing with Uo in rectifier mode

5.2 逆變模式

設(shè)定交流側(cè)相電壓有效值為80V，直流側(cè)電壓為180V，δ=-0 .4，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖17 所示，網(wǎng)側(cè)輸入電流和電壓相位相反，測(cè)得功率因數(shù)cosφ=-0.976。網(wǎng)側(cè)電流三相平衡，正弦度良好，THD=3.79%，諧波含量很小。直流側(cè)電壓紋波為3.45%，對(duì)輸出電壓的控制性能良好。

圖17 逆變模式下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.17 Experimental results in inverter mode

與仿真條件相同，在逆變模式下設(shè)定網(wǎng)側(cè)電壓幅值Ui=113V，移相比δ=-0 .4，將Uo從33.3V 一直增大到160V，測(cè)試電感電流峰峰值，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖18 所示。

圖18 逆變模式下電感電流iL 峰峰值隨Uo 的變化曲線Fig.18 The peak to peak of iL changing with Uo in inverter mode

5.3 電流應(yīng)力實(shí)驗(yàn)對(duì)比分析

與仿真工況相同，將本文控制策略和文獻(xiàn)[17]控制策略在整流模式和逆變模式下，測(cè)試電感電流峰峰值隨直流側(cè)電壓變化的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，并進(jìn)行對(duì)比分析。

圖19 整流模式兩種方法對(duì)比（實(shí)驗(yàn)結(jié)果）Fig.19 Comparison of experiental results of two control strategies in rectifier mode

圖20 逆變模式兩種方法對(duì)比（實(shí)驗(yàn)結(jié)果）Fig.20 Comparison of experiental results of two control strategies in inverter mode

6 結(jié)論

本文提出了一種基于零矢量嵌入的雙向隔離型AC-DC 矩陣變換器分段同步控制策略。仿真和實(shí)驗(yàn)表明該控制策略具有如下優(yōu)勢(shì)：

1）網(wǎng)側(cè)電流正弦度高，功率因數(shù)接近1。

2）直流側(cè)電壓、電壓平滑穩(wěn)定且紋波小。

綜上所述，采用本文提出的控制策略可實(shí)現(xiàn)雙向隔離型AC-DC 變換器功率的雙向傳輸，不僅能夠保證良好的輸入輸出性能，而且在較低輸出電壓范圍內(nèi)具有更小的電感電流應(yīng)力，有助于降低器件損耗，提高變換器效率，并提升系統(tǒng)可靠性。