LLC諧振變換器變模式-變頻混合控制策略

潘 健， 劉松林， 宋豪杰， 石 迪， 熊嘉鑫

(湖北工業(yè)大學(xué)太陽(yáng)能高效利用及儲(chǔ)能運(yùn)行控制湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，電氣與電子工程學(xué)院， 湖北 武漢 430068)

隨著電信企業(yè)、互聯(lián)網(wǎng)設(shè)備和移動(dòng)通信技術(shù)的快速發(fā)展，數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源前端轉(zhuǎn)換器的功率損耗越來(lái)越嚴(yán)重，促進(jìn)了數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源向高效、高功率密度、模塊化的方向發(fā)展[1-2]。LLC諧振變換器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，原邊側(cè)開(kāi)關(guān)可以實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通(ZVS)，副邊側(cè)二極管可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷(ZCS)，具有高效、高功率密度等優(yōu)良特性[3-4]，被廣泛應(yīng)用于數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源。然而，傳統(tǒng)頻率控制的LLC諧振變換器頻率調(diào)節(jié)范圍寬，不利于變壓器的優(yōu)化設(shè)計(jì)。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率低于諧振頻率時(shí)，原邊側(cè)電路產(chǎn)生較大的循環(huán)電流，嚴(yán)重降低了轉(zhuǎn)換效率。

為了克服頻率控制的不足，國(guó)內(nèi)外學(xué)者提出了不同的改進(jìn)方法。文獻(xiàn)[5]提出了一種四元件LCLC諧振變換器，在勵(lì)磁電感支路上串聯(lián)一個(gè)輔助電容構(gòu)成一個(gè)等效的勵(lì)磁電感，該變換器等效為勵(lì)磁電感隨頻率變化的LLC諧振變換器，通過(guò)調(diào)節(jié)勵(lì)磁電感的大小調(diào)節(jié)輸出電壓，有效降低了電路的導(dǎo)通損耗、關(guān)斷損耗。文獻(xiàn)[6]提出一種雙橋LLC諧振變換器，在全橋LLC諧振變換器的原邊側(cè)添加了一個(gè)雙向開(kāi)關(guān)，構(gòu)成全橋/半橋混合的諧振變換器。為了實(shí)現(xiàn)寬增益調(diào)節(jié)，通過(guò)PWM控制雙向開(kāi)關(guān)的占空比調(diào)節(jié)諧振變換器工作在半橋或全橋的時(shí)間，有效縮小頻率調(diào)節(jié)范圍。然而，文獻(xiàn)[5-6]提出的改進(jìn)方法均需要額外輔助元器件，增加了硬件設(shè)計(jì)成本。文獻(xiàn)[7]提出了一種不對(duì)稱(chēng)的脈沖寬度調(diào)制控制，原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖互補(bǔ)但不對(duì)稱(chēng)，通過(guò)調(diào)整開(kāi)關(guān)管的占空比調(diào)節(jié)電壓范圍。這種控制方式縮小了頻率調(diào)節(jié)范圍，然而增益范圍受諧振網(wǎng)絡(luò)的限制，且電路存在直流偏置電流。

本文基于全橋LLC諧振變換器提出了一種變模式-變頻混合控制策略。為了實(shí)現(xiàn)寬電壓調(diào)節(jié)，通過(guò)半橋-全橋的變模式控制調(diào)節(jié)輸出電壓，而后在全橋模式下采用變頻控制擴(kuò)展增益調(diào)節(jié)范圍。首先介紹了數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源前端轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)和工作模式應(yīng)用需求；其次描述了變模式-變頻混合控制策略；然后分析了混合控制策略下諧振變換器的工作特性；最后用MATLAB/Simulink仿真結(jié)果驗(yàn)證了變模式-變頻混合控制的有效性。

1 前端轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)和工作模式

1.1 兩級(jí)結(jié)構(gòu)

數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源前端轉(zhuǎn)換器由兩級(jí)結(jié)構(gòu)構(gòu)成(圖1)。前級(jí)為帶有功率因數(shù)校正電路(PFC)的AC-DC轉(zhuǎn)換電路，將電網(wǎng)側(cè)交流電壓轉(zhuǎn)換為400 V的直流母線(xiàn)電壓。為了滿(mǎn)足負(fù)載側(cè)電子芯片設(shè)備的電流諧波要求，PFC使功率因數(shù)趨近為1。后級(jí)為隔離型LLC諧振變換器，實(shí)現(xiàn)電氣隔離的同時(shí)將400 V直流母線(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換為12 V的直流電壓，接入服務(wù)器負(fù)載母板向各電子負(fù)載恒壓供電。中間母線(xiàn)連接電容Clink將兩級(jí)電路銜接起來(lái)，具有濾波的作用。

圖 1 服務(wù)器電源前端兩級(jí)結(jié)構(gòu)圖

1.2 工作模式

圖2描述了數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源后級(jí)LLC諧振變換器的工作模式。一般而言，包含兩種工作模式：(1) 正常工作模式；(2) 保持工作模式。在正常工況下，當(dāng)電網(wǎng)側(cè)故障斷電時(shí)，AC-DC電路的交流輸入電壓丟失，連接電容Clink放電為后級(jí)電路提供能量。隨著連接電容Clink持續(xù)放電，電容兩端電壓下降，諧振變換器的輸入側(cè)工作在寬電壓范圍，諧振變換器需要調(diào)節(jié)電壓增益使輸出電壓穩(wěn)定在額定值，直到不間斷電源啟動(dòng)，這一過(guò)程稱(chēng)為保持時(shí)間過(guò)程，一般為幾十ms。為了滿(mǎn)足服務(wù)器電源的應(yīng)用需求，在正常模式下，諧振變換器以最高效率運(yùn)行；在保持時(shí)間模式下，諧振變換器調(diào)節(jié)電壓增益，維持輸出電壓的穩(wěn)定。

圖 2 LLC諧振變換器的工作模式圖

2 變模式-變頻混合控制策略

全橋LLC諧振變換器的拓?fù)湟?jiàn)圖3。為了實(shí)現(xiàn)寬電壓調(diào)節(jié)，文中研究了一種變模式-變頻混合控制策略。在正常工作模式下，諧振變換器以半橋模式工作在諧振頻率點(diǎn)，開(kāi)關(guān)頻率等于諧振頻率，諧振變換器以最高效率運(yùn)行；在保持工作模式下，諧振變換器采用變模式-變頻混合控制調(diào)節(jié)輸出電壓。

在傳統(tǒng)頻率控制下，全橋LLC諧振變換器的原邊側(cè)開(kāi)關(guān)S1與S3互補(bǔ)導(dǎo)通，S2與S4互補(bǔ)導(dǎo)通，S1與S4的驅(qū)動(dòng)脈沖一致且S2與S3的驅(qū)動(dòng)脈沖一致，S1與S3之間設(shè)置一定的死區(qū)時(shí)間，S2與S4之間設(shè)置一定的死區(qū)時(shí)間。當(dāng)原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管S1處于常開(kāi)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管S3處于常閉狀態(tài)，全橋LLC諧振變換器等效為半橋LLC諧振變換器。

圖 3 全橋LLC諧振變換器

D1=0,D3=1

(1)

式(1)中，D1為原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管S1的導(dǎo)通占空比；D3為原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管S3的導(dǎo)通占空比。

當(dāng)諧振變換器作為全橋LLC諧振變換器工作時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的基波分量為：

(2)

當(dāng)諧振變換器作為半橋LLC諧振變換器工作時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的基波分量為：

(3)

根據(jù)式(2)和式(3)，諧振變換器在全橋模式下諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓的基頻分量是半橋模式下基頻分量的2倍，即：

vin-FHA(full)=2vin-FHA(half)

(4)

根據(jù)式(4)，在電路參數(shù)一致的情形下，全橋LLC諧振變換器的電壓增益是半橋的2倍。據(jù)此，原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管S1、S3采用占空比控制使諧振變換器由半橋模式過(guò)渡為全橋模式，諧振變換器自然可實(shí)現(xiàn)2倍的增益調(diào)節(jié)，變模式控制調(diào)制方式如圖4所示。

圖 4 變模式控制策略

基于變模式控制研究的調(diào)制方式如圖5所示。原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管S2、S4采用固定頻率的互補(bǔ)脈沖控制，占空比為50%(忽略死區(qū)時(shí)間)，開(kāi)關(guān)頻率fs等于串聯(lián)諧振頻率fr；開(kāi)關(guān)管S1、S3通過(guò)電壓閉環(huán)控制，S1、S3的占空比互補(bǔ)。其中，S1的占空比調(diào)節(jié)范圍為[0，0.5]，S3占空比的調(diào)節(jié)范圍為[0.5，1]?？梢钥吹剑C振變換器的電壓增益受S1、S3占空比的影響，電感比值對(duì)增益幾乎沒(méi)有影響。因此，從降低關(guān)斷損耗和導(dǎo)通損耗的角度可以設(shè)計(jì)更大的勵(lì)磁電感，提升轉(zhuǎn)換效率。此外，變模式控制采用簡(jiǎn)單的單電壓閉環(huán)PWM控制策略，可以簡(jiǎn)化控制電路的設(shè)計(jì)，易于實(shí)現(xiàn)。

然而，在拓?fù)渥兡Ｊ娇刂葡轮C振變換器的電壓調(diào)節(jié)范圍受開(kāi)關(guān)S1、S3占空比的限制。當(dāng)S1、S3的占空比均為0.5時(shí)，諧振變換器由半橋模式完全轉(zhuǎn)換為全橋模式，諧振變換器的最大增益為2。在保持工作模式下，隨著中間連接電容Clink放電諧振變換器的輸入電壓持續(xù)下降，采用變頻控制進(jìn)一步地調(diào)節(jié)輸出電壓，克服變模式控制的最大增益限制。

圖 5 變模式控制調(diào)制策略

3 特性分析

3.1 工作模式

當(dāng)前端轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)處于正常工作模式時(shí)，諧振變換器的輸入電壓Vin為400 V，原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管S2和S4以0.5的占空比互補(bǔ)導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)頻率fs恒定且等于串聯(lián)諧振頻率fr，S3常閉，S1常開(kāi)。很容易理解，此時(shí)諧振變換器工作在半橋模式，諧振電感Lr與諧振電容Cr諧振工作，原邊側(cè)電路中沒(méi)有額外的環(huán)流損耗。勵(lì)磁電感Lm被輸出電壓鉗位，勵(lì)磁電流iLm以三角波變化，其峰值電流如下：

(5)

其中，iLm-pk為勵(lì)磁電感的峰值電流，n為變壓器原邊與副邊的繞組匝數(shù)比，Vo為輸出電壓，Ts為開(kāi)關(guān)周期，Lm為勵(lì)磁電感。

根據(jù)式(5)，勵(lì)磁電感Lm越大，勵(lì)磁電流iLm越小，這意味著設(shè)計(jì)更大勵(lì)磁電感可以有效減小原邊側(cè)電路的導(dǎo)通損耗、開(kāi)關(guān)關(guān)斷損耗、繞組損耗等。與此同時(shí)，原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通，副邊側(cè)整流二極管實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷，將諧振變換器的開(kāi)關(guān)損耗降到最低，在正常工作模式下諧振變換器以最高效率運(yùn)行。

當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生意外故障導(dǎo)致交流側(cè)電壓丟失，兩級(jí)電路中的連接電容Clink處于放電狀態(tài)，電容Clink兩端的電壓隨之下降，諧振變換器處于保持時(shí)間工作模式，通過(guò)變模式-變頻混合控制調(diào)節(jié)輸出電壓。在變模式階段，S2、S4的驅(qū)動(dòng)脈沖與正常工作模式一樣。不同的是，S1、S3采用電壓閉環(huán)的PWM控制實(shí)現(xiàn)增益調(diào)節(jié)。在調(diào)節(jié)過(guò)程中，當(dāng)且僅當(dāng)S1的占空比等于S3的占空比，即D1=D3=0.5時(shí)，諧振變換器處于全橋模式, 采用變頻控制進(jìn)一步調(diào)節(jié)輸出電壓，其工作原理與傳統(tǒng)的頻率控制一樣。

3.2 諧振變換器的軟開(kāi)關(guān)

原邊側(cè)開(kāi)關(guān)管的ZVS導(dǎo)通主要通過(guò)開(kāi)關(guān)死區(qū)時(shí)間內(nèi)諧振電流對(duì)開(kāi)關(guān)管寄生電容的充放電實(shí)現(xiàn)，在驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)到來(lái)之前開(kāi)關(guān)管的寄生電容充放電完成，得到ZVS條件如下：

(6)

其中，td是死區(qū)時(shí)間，CZVS是實(shí)現(xiàn)ZVS的開(kāi)關(guān)管寄生電容之和，當(dāng)且僅當(dāng)寄生電容充放電完成，開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖到來(lái)，取“=”。

結(jié)合式(5)和式(6)，得到死區(qū)時(shí)間

當(dāng)開(kāi)關(guān)管寄生電容的充放電時(shí)間小于死區(qū)時(shí)間td，在驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來(lái)之前，開(kāi)關(guān)管的漏源極電壓才能下降為0，據(jù)此可以得到

因此，勵(lì)磁電感Lm的設(shè)計(jì)需要綜合考慮軟開(kāi)關(guān)條件和開(kāi)關(guān)關(guān)斷損耗。在保證軟開(kāi)關(guān)的條件下，設(shè)計(jì)較大的勵(lì)磁電感減小關(guān)斷損耗、導(dǎo)通損耗。

3.3 優(yōu)化連接電容

當(dāng)電網(wǎng)側(cè)意外故障，前級(jí)AC-DC電路的交流輸入電壓丟失，后級(jí)諧振變換器進(jìn)入保持工況。負(fù)載所需的能量完全由中間連接電容Clink放電提供，假設(shè)連接電容Clink放電的能量完全轉(zhuǎn)換為諧振變換器的輸出功率，則有如下關(guān)系：

(7)

其中，Vnom是正常工況下諧振變換器的輸入電壓(400 V)，Vmin是保持工況下諧振變換器輸入側(cè)的最小工作電壓，Po是諧振變換器的輸出功率，t是保持模式的時(shí)間間隔。

根據(jù)公式(7)，得到中間連接電容Clink的設(shè)計(jì)需求，且

(8)

由式(8)可以看到，在保持工作模式下諧振變換器的最小工作電壓越小，所需要的連接電容Clink越小。在變模式-變頻混合控制策略下，諧振變換器可以實(shí)現(xiàn)更寬范圍的電壓調(diào)節(jié)，利于設(shè)計(jì)更小的連接電容，減小連接電容的尺寸提高功率密度，降低設(shè)計(jì)成本。

4 仿真分析

為了驗(yàn)證變模式-變頻混合控制的有效性，構(gòu)建MATLAB/Simulink仿真，諧振變換器的輸入電壓為150～400 V，輸出電壓為12 V，額定功率為1 kW，諧振電感為1.65 μH，諧振電容為15.32 nF，勵(lì)磁電感為16.5 μH，諧振頻率為1 MHz，死區(qū)時(shí)間為50 ns，變壓器的原邊與副邊繞組的匝數(shù)比為14.8。參考眾多研究文獻(xiàn)，一般根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)估算電感比值k(Lm/Lr)，k值設(shè)計(jì)范圍為3 ～ 7。在參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，結(jié)合開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)條件、保持模式下諧振變換器的增益調(diào)節(jié)能力，k設(shè)計(jì)為10，意味著設(shè)計(jì)較大的勵(lì)磁電感降低勵(lì)磁電流和諧振電流，從而降低系統(tǒng)的關(guān)斷損耗、傳導(dǎo)損耗、繞組損耗等。仿真結(jié)果如圖6、7、8所示。

圖 6 正常模式下的諧振電流與勵(lì)磁電流波形圖

圖 7 正常模式下的ZVS和ZCS波形圖

圖 8 保持工作模式測(cè)試波形圖

圖6描述了正常模式下諧振電流與勵(lì)磁電流波形，此時(shí)諧振變換器的輸入電壓為400 V。諧振電感Lr與諧振電容Cr串聯(lián)諧振工作，諧振電流iLr以正弦形式變化，勵(lì)磁電感Lm被輸出電壓鉗位不參與諧振過(guò)程，勵(lì)磁電流iLm以三角波形式變化，電路中無(wú)額外的循環(huán)電流。在變模式-變頻混合控制策略下，設(shè)計(jì)的勵(lì)磁電感大小為諧振電感的10倍，開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷電流非常小，ioff=iLm-pk=3 A，可以降低開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷損耗和電路導(dǎo)通損耗。從圖7可以看到，在開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖Vgs4到來(lái)之前，其漏源極電壓Vds4下降為0，開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS導(dǎo)通。與此同時(shí)，副邊側(cè)整流二極管實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷，無(wú)反向恢復(fù)損耗，諧振變換器以高效運(yùn)行。

圖8為保持工作模式下的測(cè)試波形，當(dāng)交流電壓丟失諧振變換器的輸入電壓由400 V下降至150 V的過(guò)程中，采用提出的變模式-變頻混合控制策略，諧振變換器調(diào)節(jié)輸出電壓穩(wěn)定在12 V。由于諧振變換器的最小工作電壓為150 V，可以?xún)?yōu)化連接電容Clink的設(shè)計(jì)。

5 結(jié)論

為了滿(mǎn)足數(shù)據(jù)中心、服務(wù)器電源的高效率和寬電壓調(diào)節(jié)應(yīng)用需求，提出一種變模式-變頻混合控制策略。在正常工況下，諧振變換器在半橋模式下工作在諧振頻率點(diǎn)， 以高效運(yùn)行；在保持模式下，采用混合控制策略調(diào)節(jié)輸出電壓。該方法縮小了頻率調(diào)節(jié)范圍，可以設(shè)計(jì)較大的勵(lì)磁電感降低導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗。文中分析了諧振變換器的工作特性，進(jìn)一步地可以?xún)?yōu)化連接電容的設(shè)計(jì)，減小系統(tǒng)體積。最后，通過(guò)仿真驗(yàn)證了變模式-變頻控制的寬電壓調(diào)節(jié)能力和諧振變換器的軟開(kāi)關(guān)性能。