一種基于對稱PCB結(jié)構(gòu)的GaN器件高帶寬電流檢測方法

梅 楊，付 強(qiáng)

(北京市電力節(jié)能關(guān)鍵技術(shù)協(xié)同創(chuàng)新中心，北方工業(yè)大學(xué)，北京 100144)

1 引言

作為電力電子變換器核心之一的功率半導(dǎo)體器件，其每次更新?lián)Q代都會使變換器性能得到提升。第三代寬禁帶半導(dǎo)體器件以氮化鎵(Gallium nitride，GaN)為代表，與傳統(tǒng)的Si器件相比更適合工作于高頻、高溫、高效率環(huán)境中，可以極大地減小變換器中磁性元件尺寸，提高功率密度[1-3]。

由于快速GaN 器件所產(chǎn)生的du/dt和di/dt通常是硅器件和碳化硅器件的數(shù)倍甚至數(shù)十倍，電壓電流的上升、下降時間更是低至數(shù)ns的量級。如何準(zhǔn)確、快速地獲得高頻工作下的GaN器件開關(guān)電流就變得相當(dāng)困難。此外，由于GaN器件具有極高的開關(guān)速度和較小的柵極電壓安全裕度，因此對寄生電感非常敏感[4]。而使用傳統(tǒng)的分流器測量裝置時，引線部分會給主電路增加額外的寄生電感，寄生電感過大會嚴(yán)重影響開關(guān)過程，測量結(jié)果可能無法準(zhǔn)確反映開關(guān)特性。隨著技術(shù)的成熟，GaN器件的開關(guān)速度將變得越來越快，體積將變得越來越小，這對開關(guān)電流的測量提出了更大的挑戰(zhàn)。迄今為止，缺少一種有效的方法來測量快速GaN器件的開關(guān)電流[5-7]。

本文提出了一種基于對稱印制電路板(Printed Circuit Board,PCB)結(jié)構(gòu)的GaN器件高帶寬電流檢測方法。此方法利用分流器原理獲得器件電流，不同于文獻(xiàn)[8]直接利用同軸分流器測量電流，而是利用磁感應(yīng)原理設(shè)計出的低寄生電感的電流測量方法測量電流。所提出的方法由于其尺寸小和寄生參數(shù)小而具有高帶寬，保證了對主電路的影響較小，并可獲得較為平穩(wěn)的開關(guān)電流。依照所提方法搭建了一套基于GaN器件的雙脈沖測試電路，與商用同軸分流器進(jìn)行了對比測試。測試結(jié)果驗(yàn)證了所提電流檢測方法的有效性。

2 現(xiàn)有的電流檢測方法

目前常見的功率半導(dǎo)體電流檢測方法有三種：羅氏線圈、有源電流互感器和電流分流器。本節(jié)總結(jié)了它們在電流檢測方面的優(yōu)勢和局限性。

羅氏線圈[9,10]利用電磁感應(yīng)原理測量功率半導(dǎo)體器件電流。它主要由一個拾波線圈和一個積分器組成。線圈具有圓形螺旋結(jié)構(gòu)，具有良好的抗外部磁干擾能力。羅氏線圈的另一個優(yōu)點(diǎn)是不存在飽和問題，因此可以測量非常大的電流。這種方法的缺點(diǎn)在于被測導(dǎo)體和線圈之間的互感很小，需要提高線圈匝數(shù)來提高靈敏度，這會導(dǎo)致線圈電感和寄生電容較大，從而限制帶寬。

有源電流互感器通過直接測量磁場，再利用電與磁之間的關(guān)系推算電流[11,12]。這種方法不用設(shè)計額外的測量電路。但是直接測量磁場抗擾性差，帶寬受限，在實(shí)際的電路設(shè)計中很難應(yīng)用。另外，插入阻抗隨頻率的增加而增加，過大的插入阻抗會影響被測電路的正常工作。

電流分流器[13]利用分流電阻將采樣電壓信號等比轉(zhuǎn)換為電流信號。同軸分流器便是利用分流器方法測量電流的典型。其內(nèi)部使用高電阻率和非常細(xì)的導(dǎo)體來減輕鄰近效應(yīng)和趨膚效應(yīng)，因此電阻在非常高的頻率下幾乎保持不變。另一方面，同軸結(jié)構(gòu)在薄導(dǎo)體內(nèi)部產(chǎn)生沒有磁場的空間，因此，如果從細(xì)導(dǎo)體內(nèi)部獲取電壓信號，則可以有效地減小電阻器的等效串聯(lián)電感。所以，同軸分流器具有非常高的帶寬，被廣泛用于測量開關(guān)電源的電流。但是，商用同軸電流分流器的尺寸較大，如圖1所示，并且會在電路中引入額外的寄生電感，這對于快速GaN器件是不可接受的。

圖1 同軸分流器與GaN尺寸對比圖Fig.1 Coaxial shunt and GaN size comparison chart

上述三種方式中，利用羅氏線圈和有源電流互感器方法測量帶寬太低，無法滿足快速GaN器件的要求。同軸分流器具有最高帶寬，因此在開關(guān)電流測量中使用最廣泛，但是在應(yīng)用此方法時必須要考慮寄生電感的問題。

3 適用于GaN器件的高帶寬電流檢測方法

雙脈沖測試[14]是廣泛應(yīng)用于MOSFET和IGBT等功率開關(guān)元件特性評估的一種測試方法。傳統(tǒng)的雙脈沖測試電路如圖2所示。用高壓隔離探頭測量漏-源級電壓UDS及柵-源級電壓UGS的電壓大小，用羅氏線圈測量源極電流IS的大小。

圖2 雙脈沖測試電路Fig.2 Double pulse test circuit

由于在傳統(tǒng)的雙脈沖測試中需要用羅氏線圈來測量開關(guān)器件的電流，本文考慮到羅氏線圈的引入會對主電路造成額外的電感及寄生電容，從而限制帶寬，無法滿足快速GaN器件的要求。提出一種新穎的適用于GaN器件的高帶寬電流檢測方法，改進(jìn)的雙脈沖測試電路如圖3所示，僅需要在傳統(tǒng)的雙脈沖測試電路中串聯(lián)采樣電阻。

圖3 改進(jìn)的雙脈沖測試電路Fig.3 Improved double pulse test circuit

改進(jìn)的雙脈沖測試電路工作原理如下：Q1可以關(guān)斷也可以施加與Q2互補(bǔ)的開關(guān)信號。Q2是被測設(shè)備。在開關(guān)過程中，電感電流IL幾乎保持恒定，可以等效于恒定電流源。漏極電流ID流經(jīng)包含輸入電容器、上部器件Q1和下部器件Q2的電流回路。只需通過低壓高帶寬電壓探頭測量串聯(lián)采樣電阻的電壓即可通過計算獲得待測GaN器件上的源極電流IS。

對于一個理想的電阻來說歐姆定律在任意頻率下均成立，然而實(shí)際存在的電阻器卻并非理想電阻，它們不可避免地存在寄生電感和寄生電容。一般來說，尺寸較小的貼片金屬膜電阻體本身的寄生電容非常小，由RC時間常數(shù)的公式τ=RC可知，在R和C都非常小的情況下，寄生電容帶來的影響可以忽略。相對地，根據(jù)電感和電阻的時間常數(shù)τ=L/R可以得到，對于阻值較小的電阻來說，寄生電感[15,16]帶來的影響比較大。

就一個尺寸確定的電阻而言，降低其自身的電感是非常困難的，因此，擬借鑒同軸分流器的結(jié)構(gòu)和原理，通過利用電流路徑的互感關(guān)系抵消寄生電感上的電壓，使得檢測電路收到的電壓幅值幾乎全部是由電阻分量產(chǎn)生的，從而實(shí)現(xiàn)降低檢測電阻的寄生電感的目的。

如圖4(a)所示的采樣環(huán)節(jié)等效電路模型，該電路的輸出電壓uo滿足以下關(guān)系：

(1)

式中，L2為寄生電感；M為線路互感；RS為采樣電阻。

圖4 采樣環(huán)節(jié)等效電路模型Fig.4 Sampling link equivalent circuit model

此結(jié)構(gòu)基本保證了寄生電感L1、L2和它們之間的互感M之間滿足：

L1=L2=M

(2)

將式(2)代入式(1)可得到：

uo=RSii

(3)

即可證明所設(shè)計的采樣環(huán)節(jié)輸出電壓只與測量電阻的阻值有關(guān)，其寄生電感得到了抵消。但是考慮到所設(shè)計的采樣電路引線部分仍具有較高的寄生電感Lext，為了避免其對主電路產(chǎn)生影響，也需要將引線部分的寄生電感Lext進(jìn)行消除。采樣環(huán)節(jié)簡化等效電路如圖4(b)所示。

上述討論了擬用的采樣電路，并對其進(jìn)行了詳細(xì)的分析后可以知道，所設(shè)計采樣電路利用磁感應(yīng)原理將寄生電感抵消，但是在實(shí)際電路中由于引線部分仍具有較高的寄生電感Lext，會對主電路造成影響，考慮到快速GaN器件對寄生電感非常敏感的特性，為了獲得更為準(zhǔn)確的開關(guān)電流，提出一種基于對稱PCB結(jié)構(gòu)的GaN器件高帶寬電流檢測方法，具體實(shí)現(xiàn)如下：

常規(guī)四層PCB電路板結(jié)構(gòu)圖如圖5所示，頂層和第一內(nèi)層、底層和第二內(nèi)層的間距非常小，利用四層板的層疊結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，同時，選擇電阻體位于底面的貼片電阻，保證貼片電阻的電阻體和PCB緊貼。

圖5 常規(guī)四層PCB結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Conventional four-layer PCB structure diagram

為了盡可能減小回路的寄生電感，需要電流盡可能對稱分布，因此需要將貼片采樣電阻分別置于PCB的頂層和底層，采樣電阻的擺放位置的剖面圖如圖6所示。

圖6 低寄生電感布局設(shè)計Fig.6 Low parasitic inductance layout design

圖6中，采樣電阻分別安裝在PCB的正面和反面，器件的動態(tài)電流沿頂層和底層經(jīng)過采樣電阻流到左側(cè)，經(jīng)過過孔從內(nèi)電層返回，由于在整個區(qū)域內(nèi)的電流總和為零，該區(qū)域內(nèi)的總的磁通變化量并不會體現(xiàn)在PCB的外部，從而保證了該部分整體對外幾乎呈現(xiàn)純電阻的特性，達(dá)到了低寄生電感的目的。

4 基于GaN器件的雙脈沖實(shí)驗(yàn)測試

為了驗(yàn)證所提電流檢測方法的有效性，基于GaN Systems公司的GS66508B搭建了所設(shè)計的雙脈沖測試電路，測試電路拓?fù)淙鐖D3所示。實(shí)驗(yàn)條件見表1。

表1 實(shí)驗(yàn)條件Tab.1 Experimental conditions

通過對電路中的開關(guān)器件施加相應(yīng)的開關(guān)信號來檢測Q2的開關(guān)電流。分別使用以下方案進(jìn)行GaN器件的源極電流測試：

(1)方案一：利用CSD01同軸分流器進(jìn)行電流檢測。

(2)方案二：傳統(tǒng)串入電阻檢測方法，即使用普通貼片采樣電阻，未按照低寄生電感的布局進(jìn)行設(shè)計。

(3)方案三：利用本文所提出的基于對稱PCB結(jié)構(gòu)的高帶寬GaN器件電流檢測方法。

另外，本文為了盡可能準(zhǔn)確地測量得到采樣電阻上的電壓，保證測量信號的有效帶寬，在示波器采集電壓信號的環(huán)節(jié)沒有設(shè)置任何信號隔離措施。但是，為了安全起見，在所設(shè)計的電流檢測方法的驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)中，對所有電源和控制信號均做了隔離。

為了體現(xiàn)出傳統(tǒng)方法的引線部分寄生電感的影響，選擇器件關(guān)斷時的波形進(jìn)行分析。測試結(jié)果如圖7所示。

圖7 三種電流檢測方案測試圖Fig.7 Test chart of three current detection schemes

對實(shí)驗(yàn)波形的對比分析結(jié)果見表2。如圖7(a)所示，采用方案一，利用同軸分流器檢測器件關(guān)斷過程電流，其電流下降時間為5 ns，電流在此過程中下降了大約20 A。母線電壓過沖為80 V。計算可得電流變化率為4 A/ns，寄生電感大小為20 nH。如圖7(b)所示，采用方案二，利用傳統(tǒng)的串入電阻方法檢測電流，顯然電流振蕩幅度大，已超過目前顯示的量程，寄生電感遠(yuǎn)大于方案一。如圖7(c)所示，采用方案三，利用本文提出的基于對稱PCB結(jié)構(gòu)的高帶寬GaN器件電流檢測方法檢測器件電流，從電流實(shí)驗(yàn)波形可以計算得到回路寄生電感約為5 nH。根據(jù)雙脈沖測試的基本原理，如果檢測方案中引入的回路寄生電感越小，則測量準(zhǔn)確度越高。因此，采用本文所提出的方案三，其測量準(zhǔn)確度明顯高于方案一和方案二。

表2 不同方案對比分析結(jié)果Tab.2 Comparative analysis results of different schemes

由上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果可得，使用同軸分流器測量開關(guān)電流雖然電流測試精度較高，帶寬較高，但是給主電路帶來了很大的回路電感，對主電路負(fù)面影響較大。其中，使用同軸分流器做電流采樣時的主電路寄生電感值約20 nH；使用傳統(tǒng)串入電阻檢測方法的電流波形振蕩非常大，測量結(jié)果不準(zhǔn)確，這里不再對其寄生電感進(jìn)行計算。而使用本文所提的電流檢測方法測得寄生電感值約5 nH，對主電路負(fù)面影響較小。由此可以證明使用經(jīng)過本文所提出的電流檢測方案對主電路的影響明顯小于使用同軸分流器的方案，并且測試電流振蕩較小，較為準(zhǔn)確。

5 結(jié)論

本文提出了一種基于對稱PCB結(jié)構(gòu)的GaN器件高帶寬電流檢測方法。利用電流分流器原理檢測GaN器件電流，基于磁感應(yīng)原理對PCB進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計，通過控制電流在PCB上的流通路徑，使分流電阻的寄生電感部分被抵消，并配合適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和前置放大器，實(shí)現(xiàn)了在寬頻帶測量范圍內(nèi)具有平整的幅頻特性。實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果表明：

(1)本文所提方法顯著降低了電流檢測回路的寄生電感大小，從而保證了在高頻工作條件下GaN器件電流檢測的快速性和準(zhǔn)確性。

(2)通過與商用分流器的比較證明，基于本文方法的檢測電路結(jié)構(gòu)緊湊，易于實(shí)現(xiàn)，適用于各類GaN電力電子變換器，具有很廣闊的應(yīng)用前景。