基于諧波磁鏈偏差的多模式調(diào)制切換策略研究

周 亮，蘇和鵬，韓金洋

(1.海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖北 武漢 430033；2.92730部隊(duì)82分隊(duì)，海南 三亞 572016)

1 引言

在大功率電力牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中，為降低開關(guān)損耗，提高輸出功率，逆變器需要工作在幾百赫茲以內(nèi)的低開關(guān)頻率。為改善低開關(guān)頻率下驅(qū)動(dòng)電機(jī)的諧波畸變，逆變器通常采用同步優(yōu)化脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)[1-3]。電力牽引系統(tǒng)的基本要求是滿足列車較寬的運(yùn)行范圍，為了保證牽引電機(jī)在全速度范圍內(nèi)的平穩(wěn)運(yùn)行，除了常規(guī)異步調(diào)制[4，5]外，還需要引入優(yōu)化PWM的多模式分段調(diào)制策略[6-9]。

不同調(diào)制模式之間的過渡階段，調(diào)制方式的切換難以保證狀態(tài)連續(xù)，容易引起電流振蕩，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此不同模式之間的平滑切換是工程應(yīng)用中需要解決的實(shí)際問題。目前應(yīng)用較多的切換策略主要有兩種：一是基于工程考慮分析選擇沖擊最小的切換點(diǎn)進(jìn)行切換；二是基于定子磁鏈偏差消除的控制切換策略。

基于工程考慮，文獻(xiàn)[10]通過推導(dǎo)諧波電流與電壓基波相位之間的關(guān)系，總結(jié)得到對過渡過程影響最小的切換時(shí)刻，但并未揭示機(jī)理。文獻(xiàn)[11]基于基波連續(xù)的原則對中間60°調(diào)制的切換策略進(jìn)行研究，但無法選擇最優(yōu)切換點(diǎn)。確定切換點(diǎn)后，切換動(dòng)作在三相同時(shí)進(jìn)行，可以充分簡化牽引電機(jī)的切換算法，但切換時(shí)三相之間存在耦合，切換原則缺乏理論依據(jù)[12]。分析電流沖擊的產(chǎn)生原理，可以對切換控制策略提供理論依據(jù)。文獻(xiàn)[13]從電路原理的角度，解釋了電流和轉(zhuǎn)矩在暫態(tài)響應(yīng)過程中發(fā)生沖擊的機(jī)理，并證明了三相獨(dú)立切換算法的合理性，但對于切換條件的判斷沒有形成一個(gè)通用簡單的方法。

定子磁鏈軌跡控制策略通過修正開關(guān)角補(bǔ)償切換過程的調(diào)制誤差，可以明顯降低切換過程的轉(zhuǎn)矩沖擊，但沒有考慮切換前后的調(diào)制規(guī)律[14]。文獻(xiàn)[15,16]則借鑒直接自控制(Direct Servo Control,DSC)思想，提出改進(jìn)的定子磁鏈軌跡跟蹤方法跟蹤理論磁鏈閾值，解決切換沖擊問題，實(shí)現(xiàn)了分段調(diào)制模式下的平滑運(yùn)行。通過分析定子磁鏈軌跡的變化規(guī)律，基于電機(jī)定子磁鏈分析的電流諧波最小PWM(Current Harmonic Minimum PWM,CHMPWM)切換策略被證明是可行的[17-19]。文獻(xiàn)[17]介紹了一種利用定子磁鏈軌跡重合點(diǎn)確定切換點(diǎn)的方法，但磁鏈軌跡無法全面表示矢量之間關(guān)系。文獻(xiàn)[18]提出了基于定子磁鏈幅值偏差和諧波磁鏈幅值的切換策略，只需要對優(yōu)化開關(guān)角進(jìn)行推導(dǎo)就可以選擇最優(yōu)的切換時(shí)刻，但結(jié)合兩個(gè)幅值量確定切換點(diǎn)需要分情況進(jìn)行具體選擇，分析過程較為復(fù)雜。

本文基于諧波磁鏈分析的方法，提出一種通過計(jì)算諧波磁鏈偏差幅值確定最佳切換點(diǎn)的策略。該方法對優(yōu)化開關(guān)角進(jìn)行推導(dǎo)計(jì)算得到諧波磁鏈偏差幅值，根據(jù)幅值大小即可對切換時(shí)刻進(jìn)行選擇，不需要復(fù)雜的理論計(jì)算。通過仿真和半實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了切換策略的有效性。

2 多模式調(diào)制切換沖擊問題

2.1 多模式分段調(diào)制

受到高壓大功率開關(guān)器件本身特性、開關(guān)損耗以及散熱的限制，牽引逆變器的最高開關(guān)頻率一般在幾百赫茲以內(nèi)。在低開關(guān)頻率下，使用異步PWM調(diào)制時(shí)，會(huì)導(dǎo)致電機(jī)在高速區(qū)產(chǎn)生較大的電流諧波畸變和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，甚至無法正常運(yùn)行。要想減小諧波，應(yīng)采用同步且對稱的優(yōu)化PWM調(diào)制，如CHMPWM調(diào)制，使開關(guān)頻率隨著輸出頻率同步變化，使輸出波形保持正負(fù)半周對稱、半周期中左右對稱。

多模式分段調(diào)制策略將整個(gè)逆變器輸出頻率范圍分成若干頻段，如圖1所示。每一個(gè)頻段都可以根據(jù)不同工況采用不同方式。一般情況下，低頻階段采用異步PWM以充分利用開關(guān)頻率，高頻采用不同載波比(fs/f=N1,N2,N3,…,1)的同步優(yōu)化PWM以利用很少的開關(guān)次數(shù)獲得最佳的諧波性能。

圖1 多模式分段調(diào)制策略Fig.1 Multi-mode modulation strategy

2.2 切換沖擊產(chǎn)生原因

異步調(diào)制切換到同步調(diào)制時(shí)一般不會(huì)引起沖擊，而不同載波比的同步優(yōu)化PWM進(jìn)行切換時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生較大的電流沖擊。其原因主要有兩個(gè)：一個(gè)是原有諧波電壓的幅值和相位突變引起的沖擊；另一個(gè)是引入了新的諧波成分導(dǎo)致的沖擊。

圖2(a)為感應(yīng)電機(jī)諧波等效電路，n為諧波次數(shù)，sn為n次諧波的轉(zhuǎn)差率。通常，電機(jī)勵(lì)磁支路阻抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于諧波漏抗，因此可以去掉勵(lì)磁支路，若進(jìn)一步忽略電機(jī)定、轉(zhuǎn)子電阻對電壓的影響，從而可將電機(jī)諧波等效電路簡化為圖2(b)的近似電路。

圖2 感應(yīng)電機(jī)諧波等效電路Fig.2 Harmonic equivalent circuit of induction motor

由切換過程的諧波等效電路可知，切換過程可以等效為各次諧波的暫態(tài)響應(yīng)過程，表示為原有諧波含量突加一個(gè)沖擊分量，則切換后的n次諧波電壓可表示為：

un+=Umn-sin(nωt+φn)+ΔUmnsin(nωt+φn)

(1)

式中，Umn-為切換前的n次諧波電壓幅值；ΔUmn為n次諧波電壓的暫態(tài)沖擊分量幅值；φn為n次諧波電壓切換時(shí)的相位。

將切換沖擊電流看作電壓沖擊的零狀態(tài)響應(yīng)，對于圖2(b)簡化后的電路而言，可得到n次諧波的沖擊電流為：

(2)

式中，L1s和L1r分別為定、轉(zhuǎn)子漏感；ωe為同步角速度；τ為時(shí)間常數(shù)；φ為阻抗角，φ≈π/2。

對于選擇性諧波消除PWM(Selective Harmonic Eliminated PWM,SHEPWM)調(diào)制來說，若在基波電壓峰值處切換，此時(shí)φn=nπ/2，且n為奇數(shù)，由式(2)可知sin(φn-φ)≈0，可以消除電流沖擊。但對于CHMPWM來說，分析其諧波特性以確定切換相位的方法則對計(jì)算量提出了更高的要求。

除了電壓電流諧波之外，也可以利用定子磁鏈?zhǔn)噶縼砼袛郟WM的性能和變化趨勢。當(dāng)忽略定子電阻時(shí)，諧波電流、諧波電壓和諧波磁鏈之間存在以下關(guān)系：

(3)

則切換前后諧波電壓的變化會(huì)反映到諧波磁鏈的變化為：

(4)

式中，ψh1和uh1分別為切換前的諧波磁鏈和電壓；ψh2和uh2分別為切換后的諧波磁鏈和電壓。切換前后的諧波電壓uh不同導(dǎo)致切換沖擊，也可以將切換沖擊產(chǎn)生的原因歸結(jié)為不為0的諧波磁鏈偏差Δψh。

如圖3所示，諧波磁鏈的產(chǎn)生是優(yōu)化PWM電壓產(chǎn)生的電壓磁鏈(V1T1-V2T2)與參考磁鏈路徑ψs_ref不同所導(dǎo)致的。

圖3 諧波磁鏈的產(chǎn)生原理Fig.3 Cause of harmonic flux linkage

3 基于諧波磁鏈偏差的切換策略

3.1 平滑切換原則

對于感應(yīng)電機(jī)而言，電磁轉(zhuǎn)矩可以表示為：

Te=Km|ψr||ψs|sinγ

(5)

式中，Km為常數(shù)；ψs和ψr分別為定子磁鏈和轉(zhuǎn)子磁鏈；γ為定子磁鏈?zhǔn)噶亢娃D(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)噶恐g的夾角。

轉(zhuǎn)子磁鏈幅值給定為常值，則電磁轉(zhuǎn)矩主要由定子磁鏈?zhǔn)噶繘Q定。若能對定子磁鏈?zhǔn)噶康姆岛拖辔贿M(jìn)行控制，則能對電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩進(jìn)行控制。在模式切換過程中，定子磁鏈軌跡的切換是造成電流和轉(zhuǎn)矩沖擊的根本原因。若要實(shí)現(xiàn)平滑切換，需定子磁鏈軌跡連續(xù)平滑變化，即保證切換前后定子磁鏈的幅值和相位是連續(xù)的。當(dāng)保證定子磁鏈軌跡平滑過渡，相應(yīng)地就能保證電磁轉(zhuǎn)矩和電流的平穩(wěn)過渡。

基于上述原則，定子磁鏈軌跡控制算法可以控制切換后的定子磁鏈?zhǔn)噶扛櫱袚Q前的定子磁鏈?zhǔn)噶恳詫?shí)現(xiàn)磁鏈軌跡連續(xù)。但因?yàn)槊}沖修正算法是滯后于變化時(shí)刻的，且磁鏈修正的幅度有限，若直接將定子磁鏈軌跡控制算法應(yīng)用于調(diào)制模式之間的切換過程，并不能充分保證修正效果。為充分消除切換沖擊，可以對切換點(diǎn)進(jìn)行預(yù)先選擇。若能選擇切換點(diǎn)的磁鏈偏差很小，則此時(shí)切換前后的定子磁鏈相對連續(xù)，相應(yīng)地能保證調(diào)制模式的平滑切換。

3.2 定子諧波磁鏈

當(dāng)三相電機(jī)連接到逆變器時(shí)，定子電壓等于逆變器電壓，忽略定子電阻，t時(shí)刻的定子磁鏈?zhǔn)噶喀譻=[ψsαψsβ]T為：

(6)

式中，ψs(0)為積分初始值；m為調(diào)制比；Us(ωst)=[UsαUsβ]T；ωs為定子角頻率。

又由于定子電壓矢量相位角θ=ωst，可將定子磁鏈表達(dá)式變換為關(guān)于角度θ的函數(shù)：

(7)

進(jìn)一步整理得：

(8)

式中，積分變量?∈[0,θ]；積分初始值ψs(0)應(yīng)使磁鏈軌跡以原點(diǎn)為中心，因此積分初始值為定子磁鏈整個(gè)基波周期內(nèi)積分的平均值，表示為：

(9)

為了定量計(jì)算磁鏈偏差的大小，定義諧波磁鏈?zhǔn)噶康扔趯?shí)際定子磁鏈與參考定子磁鏈?zhǔn)噶恐?，則可得諧波磁鏈?zhǔn)噶康谋磉_(dá)式為：

ψhN=ψN-ψref=(ψNα-ψrefα)+j(ψNβ-ψrefβ)

(10)

式中，ψhN為諧波磁鏈?zhǔn)噶?；ψN為優(yōu)化脈沖模式下定子實(shí)際磁鏈?zhǔn)噶?；N為1/4基波周期內(nèi)開關(guān)角數(shù)量；ψref為參考定子磁鏈?zhǔn)噶?，軌跡為標(biāo)準(zhǔn)圓。

以N=3，m=0.8為例，在一個(gè)基波周期內(nèi)對式(10)進(jìn)行積分計(jì)算，畫出諧波磁鏈?zhǔn)噶喀議3示意圖和諧波磁鏈軌跡圖，如圖4所示。

圖4 N=3,m=0.8時(shí)諧波磁鏈Fig.4 Harmonic flux trajectory when N=3,m=0.8

從圖4(b)可以發(fā)現(xiàn)，諧波磁鏈軌跡同樣存在周期對稱性，如果實(shí)際磁鏈?zhǔn)噶颗c參考磁鏈?zhǔn)噶康南辔缓头颠B續(xù)，則理論上諧波磁鏈應(yīng)為零。但是由諧波磁鏈軌跡無法準(zhǔn)確判斷過零點(diǎn)時(shí)刻，因此對諧波磁鏈的幅值進(jìn)行計(jì)算：

(11)

圖5為定子磁鏈軌跡和諧波磁鏈幅值波形。從圖5(a)可看出在θ=0～60°范圍內(nèi)實(shí)際磁鏈軌跡與參考磁鏈軌跡存在不止一個(gè)重合點(diǎn)，而圖5(b)中諧波磁鏈幅值僅在θ=30°時(shí)才接近零，二者似乎存在矛盾。但從圖5(c)可以清晰地看出，盡管實(shí)際磁鏈與參考磁鏈的幅值之差有多處等于零，但同時(shí)它們的相位之差也等于零的時(shí)刻僅在θ=30°處。這種現(xiàn)象可解釋為：圖5(a)中實(shí)際磁鏈?zhǔn)噶康男D(zhuǎn)速度并不是勻速的，而參考磁鏈?zhǔn)噶渴莿蛩傩D(zhuǎn)的，軌跡圖中二者的重合點(diǎn)在時(shí)間上并不一定是同一時(shí)刻，這也證明了利用定子磁鏈軌跡的重合點(diǎn)來選擇切換時(shí)刻的局限性。而利用諧波磁鏈偏差來進(jìn)行不同模式之間的切換點(diǎn)選擇，可以保證切換前后的諧波磁鏈連續(xù)，實(shí)現(xiàn)平滑過渡。

圖5 定子磁鏈軌跡和諧波磁鏈幅值波形(N=3,m=0.8)Fig.5 Stator flux trajectory and amplitude of harmonic flux

3.3 最佳切換點(diǎn)

根據(jù)優(yōu)化PWM脈沖模式對稱性，αβ坐標(biāo)系下的定子磁鏈軌跡可劃分為六個(gè)扇區(qū)，六個(gè)扇區(qū)具有周期性，以下對0～60°扇區(qū)進(jìn)行分析。圖6為N=5和N=3模式下的穩(wěn)態(tài)定子磁鏈軌跡。

圖6 N=3和N=5時(shí)定子磁鏈軌跡Fig.6 Stator flux trajectory when N=3 and N=5

圖6中，標(biāo)注點(diǎn)為二者的重合點(diǎn)，由3.2節(jié)的分析可知，軌跡重合點(diǎn)不能作為切換點(diǎn)的選擇依據(jù)。而磁鏈?zhǔn)噶堪岛拖辔恍畔?，可以作為切換點(diǎn)的選擇依據(jù)。

圖7展示了切換前后N=5和N=3的定子磁鏈?zhǔn)噶亢椭C波磁鏈?zhǔn)噶恐g的關(guān)系。若要保證切換前后定子磁鏈?zhǔn)噶康姆岛拖辔贿B續(xù)，可以等效為切換前后的諧波磁鏈?zhǔn)噶窟B續(xù)，即ψh3=ψh5。對應(yīng)上述情況，若切換前后的諧波磁鏈偏差等于0時(shí)，則切換前后的諧波磁鏈?zhǔn)噶渴沁B續(xù)的。而諧波磁鏈偏差越小，代表切換前后磁鏈?zhǔn)噶康姆岛拖辔辉浇咏C波磁鏈偏差的幅值可以體現(xiàn)切換前后諧波磁鏈的關(guān)系。當(dāng)諧波磁鏈偏差的幅值等于0時(shí)，ψh3和ψh5必然重合。類似的，諧波磁鏈偏差的幅值越小，證明切換前后諧波磁鏈之間的距離越小。

圖7 切換前后定子磁鏈和諧波磁鏈?zhǔn)噶恐g的關(guān)系Fig.7 Relationship between stator flux and harmonic flux before and after switching

以N=5和N=3兩種模式為例，為了進(jìn)一步分析諧波磁鏈偏差的幅值分布情況，以確定切換時(shí)刻，定義切換前后的諧波磁鏈偏差的幅值|Δψh|為：

|Δψh|=|ψh3-ψh5|

(12)

根據(jù)上文分析可知，當(dāng)切換前后的諧波磁鏈偏差為0時(shí)，可以保證切換前后的諧波磁鏈連續(xù)。對諧波磁鏈偏差進(jìn)行定量計(jì)算，可以得到N=5和N=3模式切換時(shí)諧波磁鏈偏差的幅值|Δψh|關(guān)于角度θ的分布，如圖8所示。

圖8 諧波磁鏈偏差的幅值Fig.8 Amplitude of harmonic flux error

從圖8中可看出，諧波磁鏈偏差的幅值同樣存在周期性，在θ=0～60°扇區(qū)范圍內(nèi)，諧波磁鏈偏差的幅值在θ=30°處最小，|Δψh|≈0，此時(shí)切換電流和轉(zhuǎn)矩沖擊最?。辉讦?24°和θ=36°附近諧波磁鏈偏差的幅值達(dá)到最大，|Δψh|≈0.052 Wb，此時(shí)切換沖擊將達(dá)到最大值，效果最差。其他扇區(qū)具有相似的結(jié)論，因此整個(gè)基波周期內(nèi)所有最佳切換點(diǎn)相位為{30°，90°，150°，210°，270°，330°}。

對于其他優(yōu)化PWM，只需得到對應(yīng)調(diào)制比的優(yōu)化開關(guān)角即可重構(gòu)定子磁鏈?zhǔn)噶?，并得到諧波磁鏈?zhǔn)噶康姆植?，再根?jù)諧波磁鏈偏差的幅值對最佳切換點(diǎn)進(jìn)行選擇。當(dāng)偏差幅值存在0點(diǎn)時(shí)，則選擇0點(diǎn)，若全范圍內(nèi)不存在0點(diǎn)，則選擇幅值最小的時(shí)刻。由于諧波磁鏈偏差的幅值具有周期性，因此在基波周期內(nèi)最佳切換點(diǎn)不止一個(gè)，如上文分析的N=5和N=3模式最佳切換點(diǎn)有6個(gè)，為了盡快完成切換，可按照就近選擇的原則，選擇離當(dāng)前相位最近的最佳點(diǎn)切換。

此外，該方法分析的是定子磁鏈綜合矢量，選擇的時(shí)刻是三相整體沖擊最小處，屬于三相同時(shí)切換算法。因此該方法具有通用性，且分析過程進(jìn)一步簡化，只對諧波磁鏈?zhǔn)噶科畹姆颠M(jìn)行判斷，不需要逐一情形進(jìn)行分析。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證理論分析正確性，基于MATLAB/Simulink仿真軟件對切換策略進(jìn)行仿真，并搭建了RT-Lab半實(shí)物實(shí)驗(yàn)平臺(tái)進(jìn)行驗(yàn)證。牽引逆變器采用三電平中點(diǎn)鉗位式(Neutral Point Clamped，NPC)電路拓?fù)洌鐖D9所示，采用圖1所示的多模式分段調(diào)制策略控制感應(yīng)電機(jī)，在切換頻率處設(shè)置了±0.5 Hz的滯環(huán)，當(dāng)同時(shí)滿足頻率切換點(diǎn)和相位選擇點(diǎn)的時(shí)候進(jìn)行切換。

圖9 三電平NPC逆變器驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)Fig.9 NPC three-level inverter driving system

牽引感應(yīng)電機(jī)的具體參數(shù)見表1，電機(jī)采用基于間接轉(zhuǎn)子磁場定向的控制策略。實(shí)驗(yàn)設(shè)定轉(zhuǎn)速指令為3 400 r/min，電機(jī)經(jīng)歷異步調(diào)制→N=7→N=5→N=3→N=1同步調(diào)制模式的調(diào)速過程。

表1 感應(yīng)電機(jī)參數(shù)Tab.1 Induction motor parameters

4.1 仿真結(jié)果

為了對比不同相位下切換對系統(tǒng)沖擊的影響，本文選取N=5到N=3切換的仿真結(jié)果進(jìn)行說明，仿真波形如圖10所示。

圖10 不同相位下切換過程波形Fig.10 Switching waves under different phases

仿真中，N=5到N=3之間的頻率切換點(diǎn)為42 Hz，并分別在相位θ=10°、24°和30°處進(jìn)行調(diào)制模式切換。從圖10仿真波形可看出，在θ=24°切換時(shí)，由于切換前后諧波磁鏈偏差的幅值將達(dá)到最大值，此時(shí)的定子電流和電磁轉(zhuǎn)矩沖擊也最大，沖擊電流為510 A，而電磁轉(zhuǎn)矩波動(dòng)達(dá)到了1 360 N·m，定子磁鏈幅值波動(dòng)也有0.1 Wb；而在θ=30°切換時(shí)，定子電流、電磁轉(zhuǎn)矩和定子磁鏈幅值均沒有明顯沖擊或波動(dòng)，沖擊電流僅為67 A，轉(zhuǎn)矩波動(dòng)減小到80 N·m，定子磁鏈幅值波動(dòng)近似為零，與理論分析的最佳切換點(diǎn)效果完全一致；在θ=10°切換時(shí)，電流沖擊、轉(zhuǎn)矩和定子磁鏈幅值波動(dòng)大小介于24°和30°切換之間，仿真結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了進(jìn)一步驗(yàn)證切換策略的有效性，進(jìn)行了半實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖11所示。

圖11 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.11 Experimental platform

實(shí)驗(yàn)中，實(shí)時(shí)仿真目標(biāo)機(jī)是感應(yīng)電機(jī)和三電平逆變器實(shí)時(shí)模型的運(yùn)行平臺(tái)。實(shí)驗(yàn)時(shí)將設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)模型經(jīng)MainControl軟件進(jìn)行編譯，并上傳到實(shí)時(shí)仿真目標(biāo)機(jī)?？刂破魇腔贒SP 28335+FPGA Virtex-4完成軟件編程，再利用仿真主機(jī)完成試驗(yàn)的操作運(yùn)行。實(shí)驗(yàn)電機(jī)模型參數(shù)與仿真相同。

本文采用優(yōu)化CHMPWM調(diào)制方法，IGBT開關(guān)輸出脈沖波形如圖13所示。圖12中，S1、S2、S3、S4分別代表單個(gè)橋臂上的4個(gè)IGBT的開關(guān)信號，基波頻率設(shè)置為100 Hz，調(diào)制模式N=3。根據(jù)NPC逆變器的工作原理可以推導(dǎo)出輸出相電壓波形，可以發(fā)現(xiàn)脈沖滿足1/4周期對稱和半波奇對稱性。

圖12 優(yōu)化PWM輸出脈沖波形(N=3)Fig.12 Waveform of optimal PWM output pulse (N=3)

圖13為優(yōu)化CHMPWM不同調(diào)制模式下進(jìn)行切換的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。電機(jī)進(jìn)行異步調(diào)制→N=7→N=5→N=3→N=1的頻率切換點(diǎn)分別為42 Hz、57 Hz、85 Hz、110 Hz，并根據(jù)本文提出的最佳切換點(diǎn)選取方法選擇切換相位。從圖13所示的實(shí)驗(yàn)波形可看出，切換過程實(shí)現(xiàn)了電壓電流的平滑過渡，并未出現(xiàn)任何沖擊。

仿真和實(shí)驗(yàn)過程都實(shí)現(xiàn)了不同調(diào)制模式之間的無沖擊切換，證明了基于諧波磁鏈偏差的多模式調(diào)制切換策略是有效的。同時(shí)，這種分析方法也適用于其他優(yōu)化PWM，只需要得到優(yōu)化PWM的開關(guān)角，即可根據(jù)脈沖序列重構(gòu)穩(wěn)態(tài)定子磁鏈，對切換前后的諧波磁鏈偏差進(jìn)行定量分析，便可根據(jù)幅值大小選擇最佳切換相位，實(shí)現(xiàn)平滑切換。

圖13 切換過程實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveforms of switching process

5 結(jié)論

本文對基于優(yōu)化PWM的多模式調(diào)制切換策略進(jìn)行了研究，得到以下結(jié)論：

1)產(chǎn)生切換沖擊的直接原因是不同調(diào)制模式切換前后的諧波特性突變，可以歸結(jié)為諧波磁鏈的突變。要避免切換過程電流和轉(zhuǎn)矩沖擊的產(chǎn)生，需要保證切換前后的諧波磁鏈?zhǔn)沁B續(xù)的。

2)切換前后的定子磁鏈?zhǔn)噶靠梢詮膬?yōu)化脈沖模式推導(dǎo)得到，基于諧波磁鏈偏差幅值的分析可以選擇不同優(yōu)化PWM模式之間的最佳切換點(diǎn)。該方法分析對象為定子磁鏈?zhǔn)噶?，屬于三相同時(shí)切換算法。由優(yōu)化脈沖模式推導(dǎo)得到磁鏈?zhǔn)噶?，對諧波磁鏈?zhǔn)噶科畹姆颠M(jìn)行判斷即可確定切換時(shí)刻。分析方法簡單有效，且適用不同類型的優(yōu)化PWM。