基于相位關(guān)聯(lián)有源諧振輔助換流的電磁干擾抑制

禹 健，馬宇輝，劉 鑫

(山西大學(xué) 自動(dòng)化與軟件學(xué)院，山西 太原 030013)

0 引 言

能饋型電子負(fù)載作為新能源并網(wǎng)發(fā)電的電源裝置，其系統(tǒng)性能的優(yōu)化與控制是人們研究的熱點(diǎn)[1,2]. 隨著半導(dǎo)體材料的開(kāi)發(fā)和發(fā)展，SiC器件的應(yīng)用使得能饋型電子負(fù)載的開(kāi)關(guān)頻率大幅度提高，而三相逆變器中的開(kāi)關(guān)器件高頻動(dòng)作產(chǎn)生高的du/dt、di/dt，其寄生電容中儲(chǔ)存的電荷在開(kāi)關(guān)導(dǎo)通瞬間快速釋放過(guò)程中產(chǎn)生大的尖峰電流，因而產(chǎn)生了極寬頻譜的電磁干擾(Electromagnetic Interference, EMI)，影響系統(tǒng)的可靠運(yùn)行[3].

近年來(lái)，學(xué)者們對(duì)能饋型電子負(fù)載系統(tǒng)中的電磁干擾問(wèn)題提出了多種解決方案. 文獻(xiàn)[4-6] 提出了有源濾波方案，其對(duì)信號(hào)采集模塊的硬件要求很高，設(shè)計(jì)相對(duì)復(fù)雜，高頻濾波效果會(huì)因電流互感器等器件的寄生參數(shù)而受到消極影響； 文獻(xiàn)[7,8] 對(duì)無(wú)源 EMI 濾波器的設(shè)計(jì)做了精確的建模和分析，但將噪聲源阻抗和濾波器無(wú)源器件的高頻特性設(shè)定為理想特性，具有一定的局限性； 在文獻(xiàn)[9-11]中，提出了一些改進(jìn)逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的方案，通過(guò)增加橋臂或開(kāi)關(guān)管的數(shù)量來(lái)達(dá)到電路平衡，進(jìn)而減小共模電壓，但會(huì)大幅度增加系統(tǒng)設(shè)計(jì)的成本，不適合工程應(yīng)用； 文獻(xiàn)[12-15] 提出了利用輔助諧振極逆變器，結(jié)合改進(jìn)的脈沖寬度調(diào)制(Pulse Width Modulation, PWM)等一系列針對(duì)能饋型電子負(fù)載的EMI抑制方法，其中，大多輔助回路開(kāi)關(guān)是零電流開(kāi)通(Zero Current Switching, ZCS)，勵(lì)磁電流的單向復(fù)位，導(dǎo)致選用的變壓器磁芯體積大，輔助換流二極管無(wú)鉗位措施，過(guò)充振鈴引起電壓應(yīng)力增高.

為解決上述問(wèn)題，本文提出了一種相位關(guān)聯(lián)的輔助諧振極型軟開(kāi)關(guān)能饋型電子負(fù)載，結(jié)合PWM時(shí)序控制策略，抑制電磁干擾EMI. 通過(guò)反相鎖定關(guān)聯(lián)的思想，主開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通(Zero Voltage Switching, ZVS)，且在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都實(shí)現(xiàn)磁化電流復(fù)位. 通過(guò)1.0 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，將所提出方法與傳統(tǒng)方法進(jìn)行了對(duì)比，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了EMI大幅度抑制的有效性.

1 電磁干擾EMI產(chǎn)生機(jī)理

圖 1 為MOSFET開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)感應(yīng)負(fù)載切換的行為模型結(jié)構(gòu)圖. 柵極電壓Vgs高于閾值電壓時(shí)，溝道電流Ich開(kāi)始上升.Ich大于感性負(fù)載電流后，續(xù)流二極管處于反向截止恢復(fù)期，輸入直流電壓通過(guò)開(kāi)關(guān)管與續(xù)流二極管直接短路，使得電路中產(chǎn)生了很大的尖峰沖擊電流，極大地惡化了系統(tǒng)的工作狀態(tài)，甚至導(dǎo)致功率開(kāi)關(guān)器件過(guò)電流失效.Ich繼續(xù)增大，電容Cds與Cgd放電，CN充電. 電流所流經(jīng)的回路包括和直流母線電源的濾波電容，包圍面積大，輻射電磁干擾突出. MOSFET開(kāi)關(guān)徹底開(kāi)通后，寄生電感在二極管兩端產(chǎn)生電壓過(guò)充和振鈴. 快速電流瞬變dIS/dt產(chǎn)生寬譜干擾信號(hào)，振鈴產(chǎn)生高頻窄帶干擾信號(hào)，形成傳導(dǎo)電磁干擾. 在電壓瞬變和電流瞬變時(shí)段，所有輻射電磁干擾和傳導(dǎo)電磁干擾，通過(guò)輸入濾波電感傳導(dǎo)給被測(cè)電源.

圖 1 MOSFET開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)感應(yīng)負(fù)載切換的 行為模型結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Behavior model of MOSFET realizing inductive load switching

因此，抑制Boost變換器功率開(kāi)關(guān)管的電壓和電流尖峰，降低電流變化率di/dt，是從源頭上抑制傳導(dǎo)電磁干擾和輻射電磁干擾EMI的重要因素.

2 軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)與分析

2.1 電路結(jié)構(gòu)

如圖 2 所示，采用磁化電流雙向復(fù)位的軟開(kāi)關(guān)抑制能饋型電子負(fù)載的EMI整體方案分為主回路和輔助回路兩部分. 主回路由兩個(gè)主開(kāi)關(guān)管S1和S2構(gòu)成的半橋和輸出濾波電感組成.輔助回路包括輔助電源VAUX和輔助換流變壓器TX，4個(gè)輔助開(kāi)關(guān)管Sa1-Sa4兩兩串聯(lián)構(gòu)成輔助換流超前橋臂(ACLD)和輔助換流滯后橋臂(ACLG).

圖 2 磁化電流雙向復(fù)位的全ZVS軟開(kāi)關(guān) 能饋型電子負(fù)載Fig.2 Energy fed electronic load with bidirectional magnetic current reset and full ZVS switching

2.2 工作過(guò)程與控制策略

圖 3 是負(fù)載電流為正時(shí)，一個(gè)PWM開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，各個(gè)開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)和主要結(jié)點(diǎn)電壓和支路電流的波形圖. 在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的工作過(guò)程如圖 4 所示.

圖 3 電路的特征工作波形Fig.3 The characteristic working waveform of the circuit

(t

(t0-t1)

(t1-t2)

(t2-t3)

(t3-t4)

(t4-t5)

(t6-t7)

(t8-t9)

(t9-t10)

(t10-)圖 4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits of different operation modes

穩(wěn)態(tài)條件下進(jìn)行模式分析，基于以下假設(shè):

1) 所有的開(kāi)關(guān)和元件都是理想元件.

2) 負(fù)載電感足夠大，保持開(kāi)關(guān)狀態(tài)變化瞬間負(fù)載電流ILoad恒定.

3)主開(kāi)關(guān)管S1S2并聯(lián)吸收電容C1=C2=Cm-oss.輔助開(kāi)關(guān)Sa1-Sa4的并聯(lián)吸收電容Ca1=Ca2=Ca3=Ca4=Ca-oss；

4)圖 4 中箭頭所指方向?yàn)殡娏鞯恼较?

模式1(t

模式2(t0-t1)：t0時(shí)刻，關(guān)斷Sa3.換流電感Lr通過(guò)變壓器與勵(lì)磁電感Lm并聯(lián)后和輔助電容Ca3，Ca4發(fā)生諧振，Q點(diǎn)電位下降，換流電流iLr從零開(kāi)始增加,勵(lì)磁電流iLm從-ILm_0向正方向變化；

本階段Sa3兩端電壓vSa3和原邊繞組電流iT1表達(dá)式為

(1)

iT1(t)=ILm_0cosωa(t-t0).

(2)

由電感電流初值與電感端電壓積分得到勵(lì)磁電感電流iLm和換流電感電流iLr，分別為

(3)

(4)

式中：ωa為諧振角頻率.

(5)

在t1時(shí)刻，Sa3兩端電壓諧振到VAUX，根據(jù)式(1)，本諧振階段的時(shí)間

(6)

模式3(t1-t2)：t1時(shí)刻，R點(diǎn)電位降至0，Da4自然導(dǎo)通，Sa4達(dá)到ZVS換流條件，勵(lì)磁電流大小線性減小，換流電感電流線性增加.tA時(shí)刻，原邊繞組電流減少至零，滯后輔助開(kāi)關(guān)管Sa4可在時(shí)間段t1-tA之間控制導(dǎo)通為ZVS導(dǎo)通.

本階段原邊繞組電流

ILm_0cosωaT0-1.

(7)

輔助管Sa4的軟開(kāi)通時(shí)間

(8)

充電階段(t1-t2)換流電感電流

(9)

t2時(shí)刻，換流電感電流iLr的值增至最大值

iLr(t2)=Ir+iLoad,

(10)

式中：Ir為換流電感電流iLr中超過(guò)負(fù)載電流的部分.

聯(lián)立式(9)，式(10)，充電階段(T12)的持續(xù)時(shí)間

T1-2=

(11)

模式4(t2-t3)：t2時(shí)刻，主開(kāi)關(guān)S2關(guān)斷，換流電感電流iLr中超過(guò)負(fù)載電流的部分Ir對(duì)電容C1放電C2充電，O點(diǎn)的電位開(kāi)始諧振上升.

O點(diǎn)電位vO和換流電感電流iLr的表達(dá)式為

(12)

Ircosωm(t-t2)+iLoad,

(13)

其中：

(14)

t3時(shí)刻，O點(diǎn)電位上升至VDC. 本階段持續(xù)時(shí)間

(15)

其中：

(16)

模式5(t3-t4)：t3時(shí)刻，D1自然導(dǎo)通，S1達(dá)到ZVS換流條件.換流電感電流iLr線性下降，tB時(shí)刻，換流電流iLr降至負(fù)載電流iLoad； 主開(kāi)關(guān)管S1可在時(shí)間段t3-tB之間控制導(dǎo)通.

由式(13)、式(15)得： 主開(kāi)關(guān)ZVS開(kāi)通階段持續(xù)時(shí)間

(17)

本階段持續(xù)時(shí)間

T3-4=

(18)

模式6(t4-t6)：t4時(shí)刻，關(guān)斷Sa1，換流電流iLr降至0 A，勵(lì)磁電流iLm反向增至ILm_0； 勵(lì)磁電流ILm_0對(duì)Ca1充電Ca2放電，Q點(diǎn)電位開(kāi)始近似線性下降.t5時(shí)刻，Q點(diǎn)電位降到0，Da2自然導(dǎo)通. 根據(jù)主回路SPWM控制需要，t6時(shí)刻S1關(guān)斷.Sa2可在t5后控制導(dǎo)通.

ACLD換流持續(xù)時(shí)間

(19)

模式7(t6-t8)：t6時(shí)刻，關(guān)斷S1，負(fù)載電流iLoad對(duì)C1充電C2放電，O點(diǎn)電位線性下降.t7時(shí)刻,O點(diǎn)電位降至0，二極管D2自然導(dǎo)通.t7-t8由PWM控制需要確定,S2可在之后控制導(dǎo)通.

主開(kāi)關(guān)自然ZVS換流持續(xù)時(shí)間

(20)

模式8(t8-t9):t8時(shí)刻(在主回路兩次輔助換流間隔時(shí)間的中點(diǎn))，關(guān)斷Sa4，勵(lì)磁電流iLm對(duì)Ca4充電Ca3放電，R點(diǎn)電位開(kāi)始上升.

R點(diǎn)電位vR和電流iLm表達(dá)式為

(21)

(22)

式中：

(23)

在t9時(shí)刻，R點(diǎn)電位諧振至VAUX，本階段持時(shí)間

(24)

模式9(t9-t10)：t9時(shí)刻，Da3自然導(dǎo)通，Sa3達(dá)到ZVS換流條件.tC時(shí)刻，勵(lì)磁電流減少至零；Sa3可在時(shí)間段T9C之間控制導(dǎo)通.

本階段勵(lì)磁電流

(25)

Sa3的軟開(kāi)通時(shí)間

(26)

t10時(shí)刻, 勵(lì)磁電流iLm增至ILm_0，本階段持續(xù)時(shí)間

(27)

模式10(t10- )：t10時(shí)刻,關(guān)斷Sa2.勵(lì)磁電流ILm_0對(duì)Ca2充電Ca1放電，Q點(diǎn)電位近似線性開(kāi)始上升.t11時(shí)刻，Q點(diǎn)電位升至VAUX，Da1自然導(dǎo)通； 在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期之前(t0)控制導(dǎo)通Sa1.

本階段持續(xù)時(shí)間

(28)

模式10結(jié)束，回路的工作狀態(tài)重新回到模式1.

在負(fù)載電流輸出為負(fù)的情況下，電路的工作流程與前述過(guò)程對(duì)應(yīng)相同，僅電流方向相反.

磁化電流雙向復(fù)位的ZVS軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)，可抑制能饋型電子負(fù)載開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)的電壓和電流變化率du/dt和di/dt，大大減小傳導(dǎo)電磁干擾和輻射電磁干擾EMI.

3 電磁干擾實(shí)驗(yàn)特性

研制了一臺(tái)1.0 kW的磁化電流雙向復(fù)位的ZVS輔助諧振極能饋型電子負(fù)載樣機(jī)，驗(yàn)證電磁干擾的抑制特性. 背景參數(shù)與詳細(xì)組件列表如表 1 所示. MOSFET雙向開(kāi)關(guān)S1和S2最大電壓應(yīng)力為400 V，最大有效值電流應(yīng)力為14.47 A.

表 1 樣機(jī)器件與參數(shù)Tab.1 Components and parameters of the prototype

其中諧振電感Lr為約束參數(shù)，在確保實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)ZVS開(kāi)通的Ir范圍內(nèi)取值，使得式(9)的dv/dt最小.

測(cè)量50%負(fù)載，額定輸入電壓(220VAC)的電磁干擾分布，與傳統(tǒng)能饋型電子負(fù)載進(jìn)行比較[14,15], 如圖 5 所示.

(a) 傳統(tǒng)硬開(kāi)關(guān)能饋型電子負(fù)載電磁干擾特性

(b) 本文軟開(kāi)關(guān)能饋型電子負(fù)載電磁干擾特性圖 5 不同開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)下的實(shí)測(cè)EMI特性Fig.5 Electromagnetic interference characteristics under different switching implementation

圖 5 中軟硬開(kāi)關(guān)的儀器設(shè)置參數(shù)相同(原圖： 橫坐標(biāo)每格1.00 μs，縱坐標(biāo)每格10.0 V； 放大圖： 橫坐標(biāo)每格200 ns，縱坐標(biāo)每格50.0 mV). 可以看出，軟開(kāi)關(guān)操作使得該變換器在輕載條件下的EMI幅值大幅度減小.

電磁干擾EMI的頻譜對(duì)比特性如圖 6 所示. 軟開(kāi)關(guān)方案下的頻譜中，幅值大約降低23 dB，并且沒(méi)有明顯峰值.

(a) 硬開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)時(shí)的EMI頻譜特性

(b) 軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)時(shí)的EMI頻譜特性圖 6 不同開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)下EMI特性頻譜圖Fig.6 Spectral characteristics of EMI under different conditions

不同負(fù)載條件下，與傳統(tǒng)能饋型電子負(fù)載比較的EMI特性分布如圖 7 所示.

圖 7 不同負(fù)載的EMI對(duì)比分布Fig.7 Comparison of EMI distribution under different loads

4 結(jié) 論

能饋型電子負(fù)載的主電路為升壓拓?fù)?，相位關(guān)聯(lián)的磁化電流復(fù)位，克服了輔助諧振換流極拓?fù)?Auxiliary Resonant Commutated Pole , ARCP)磁化電流無(wú)法即時(shí)復(fù)位的問(wèn)題，實(shí)現(xiàn)全開(kāi)關(guān)ZVS，進(jìn)行電磁干擾抑制.

1) 對(duì)MOSFET開(kāi)關(guān)及其反并聯(lián)二極管開(kāi)通特性建模，通過(guò)靜態(tài)特性及動(dòng)態(tài)特性分析給出了輻射電磁干擾EMI和傳導(dǎo)電磁干擾EMI的源頭機(jī)理；

2) 相位關(guān)聯(lián)法實(shí)現(xiàn)了主開(kāi)關(guān)管和輔助開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通，電磁干擾EMI大幅度減少，樣機(jī)測(cè)試中表明，在50%負(fù)載時(shí)與硬開(kāi)關(guān)電路相比差值最大，達(dá)到23 dB.