一種開環(huán)自激振蕩磁通門電流傳感器

楊曉光，陳玫琪，賈 哲，王德鑫

(1.省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室(河北工業(yè)大學(xué))，天津300130；2.河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室(河北工業(yè)大學(xué))，天津300130)

電流傳感器廣泛應(yīng)用于各種電氣和電力電子裝置中。現(xiàn)有許多電流測量方法，如霍爾(HALL)電流傳感器、羅氏線圈、磁通門電流傳感器、巨磁阻GMR電流傳感器、電流互感器等，文獻[1－2]對這些方法進行了詳細分析。自激磁通門電流傳感器因其結(jié)構(gòu)簡單、功耗低和成本低等優(yōu)點被逐漸引起關(guān)注，目前已經(jīng)出現(xiàn)了很多測量方法，如平均電流法[3－6]，激勵電壓占空比法[7]和時間差法[8]等。

傳統(tǒng)自激磁通門傳感器基于平均電流模型，已經(jīng)得到了廣泛應(yīng)用。文獻[5]基于磁化曲線的分段線性函數(shù)建立激勵電流平均值與被測電流的近似。文獻[6]基于磁化曲線的反正切函數(shù)模型建立了激勵電流平均值與被測電流的近似線性關(guān)系式。然而上述兩種模型的建立都基于以下假設(shè):勵磁電壓足夠大，采樣電阻足夠小，勵磁線圈匝數(shù)足夠多，在實際應(yīng)用中難以同時滿足上述條件，因此，在開環(huán)配置的情況下難以應(yīng)用于大電流的精確測量，一般采用閉環(huán)配置[9－13]。閉環(huán)配置可大大提高精良精度，但也增加了系統(tǒng)的成本和復(fù)雜性。

本文提出了一種新型自激振蕩磁通門電流傳感器，該傳感器采用新型數(shù)學(xué)模型和新型激磁電路，并具有準數(shù)字的特點。與傳統(tǒng)平均電流法數(shù)學(xué)模型相比，所建立的數(shù)學(xué)模型更加簡單和精確；與傳統(tǒng)橋式逆變激磁電路相比，所采用的激磁電路降低了控制電路的復(fù)雜性，并減小了因驅(qū)動延時引起的測量誤差。

1 電流傳感器測量原理和數(shù)學(xué)模型

1.1 系統(tǒng)組成與原理

電流傳感器的結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要包含傳感器探頭(環(huán)形磁芯和激勵繞組)，激勵電路和檢測電路。其中激勵電路包含逆變電路、電壓比較器和驅(qū)動電路。檢測電路由采樣電阻RS和數(shù)字測量系統(tǒng)組成，測量系統(tǒng)由DSP中的ADC模塊、定時器、外部中斷和eCAP模塊組成，詳細分析將在2.2部分給出。圖1中，ip為被測電流或初級電流；NP為初級繞組匝數(shù)，NP＝1；is為激勵電流；NS為激勵繞組匝數(shù)。

圖1 磁通門電流傳感器

圖2 給出了磁芯的理想磁滯回線，其中HC為矯頑場強，Hsat為最小飽和磁場強度。激勵電路輸出交變電壓，使磁芯工作在兩種狀態(tài):①飽和狀態(tài)，②不飽和狀態(tài)。當磁芯中流過被測電流為0時，激勵電流波形是正負對稱的；當磁芯中被測電流不為0時，激勵電流不再對稱，如圖3所示。激勵電路的詳細分析將在1.3部分給出。激勵電流波形上的工作點與磁滯回線上的工作點逐一對應(yīng)。

圖3 激勵電流波形

1.2 數(shù)學(xué)模型

由圖2中磁滯回線的對稱性可得t1時刻的磁場強度Ht1的表達式:

圖2 理想磁滯回線

式中:Hsat為磁芯的最小飽和磁場強度，HC為磁芯的矯頑場強，由安培環(huán)路定理可得:

式中:lm為磁芯的平均磁路長度。

由式(1)和(2)可得出t1時刻對應(yīng)的電流It1:

在圖2和圖3中的[t1，t3]區(qū)間內(nèi)，勵磁電流is(t)繼續(xù)正向增大，但由于磁芯具有較高的相對磁導(dǎo)率，其斜率較??；隨著is(t)的增大，磁通密度B(t)減小，在t2時刻磁感應(yīng)強度達到零。之后磁芯工作點從第二象限移至第三象限，B(t)則反向增大，直到t3時刻處磁芯再次達到飽和。此時t3時刻勵磁電流It3為:

在[t4，t6]區(qū)間內(nèi)，勵磁電流is(t)繼續(xù)減小，但由于磁芯具有較高的相對磁導(dǎo)率，其斜率較小。當is(t)減小時，磁通密度B(t)減小，在t5時刻磁感應(yīng)強度再次達到零。之后磁芯工作點從第四象限移至第一象限，B(t)反向增大，直到t6時刻磁芯再次飽和。由于－Hsat＋2HC<0，所以t4時刻磁場強度為:

由式(5)可得出t4時刻電流值:

由于t6時刻對應(yīng)的磁場強度是臨界值，磁芯從飽和狀態(tài)變?yōu)椴伙柡蛅6時刻勵磁電流It6為:

圖3 中激勵電流波形中t2時刻為t1和t3時刻的中點，由磁滯回線的對稱性可得出t2時刻對應(yīng)磁滯回線的HC，由式(3)和(4)可得出It2的表達式為:

同理，由式(6)和(8)可得出It5的表達式:

將式(9)和(10)相加可得到:

化簡后得到被測電流IP的表達式:

由上式可得，被測電流IP與激勵電流It2和It5之和成正比關(guān)系，當原副邊繞組匝數(shù)NS、NP確定后，可通過測量It2和It5計算得出被測電流IP。

1.3 激勵電路分析

傳統(tǒng)自激振蕩磁通門電流傳感器采用運算放大器作為激磁電路[5－6]，其優(yōu)點是電路簡單，缺點是驅(qū)動能力弱，功耗大。為了提高驅(qū)動能量并降低功耗，文獻[14－17]采用全橋逆變器作為激磁電路，其缺點是驅(qū)動電路需要懸浮驅(qū)動電路，結(jié)構(gòu)復(fù)雜；同時還需要設(shè)置死區(qū)時間，存在開通延遲與關(guān)管開通不一致等問題，影響了測量精度。采用半橋逆變器作為激磁電路[12]可以減低電路的復(fù)雜性，但也降低了激勵電壓。

本文所用激勵電流能夠克服上述缺點。如圖1所示，開關(guān)管的開斷是由磁芯兩端的電壓直接控制。逆變電路由五個開關(guān)管(Q1－Q5)組成，其中Q1和Q2是P溝道MOSFET，當門極電壓為低電平時導(dǎo)通；Q3，Q4和Q5是N溝道MOSFET，當門極電壓為高電平時導(dǎo)通。逆變電路關(guān)鍵波形如圖4所示。

圖4 逆變電路關(guān)鍵波形

2 測量系統(tǒng)實現(xiàn)

2.1 磁芯選擇

本文所用的磁芯是德國VAC公司型號為“T60006－L2025－W380”的納米微晶磁芯。該材料的優(yōu)點是相對磁導(dǎo)率高(可高達150 000)，矯頑場強和飽和磁場強度低，磁滯損耗小，因此在傳感器得到了廣泛的應(yīng)用。磁芯參數(shù)為:內(nèi)徑16 mm、外徑25 mm，高10 mm，磁芯的平均磁路長度和磁芯的橫截面積分別為6.4 cm和0.36 cm2。本文對磁芯的磁滯回線進行了測量，得出:Bsat＝1.15 T，Hsat＝20 A/m，HC＝2 A/m。

2.2 測量系統(tǒng)

測量系統(tǒng)由采樣電阻以及DSP中的ADC模塊、定時器、外部中斷和eCAP模塊組成。通過eCAP模塊得到磁芯兩端所加激勵電壓的周期，利用外部中斷捕獲上升沿下降沿的邊沿，開啟定時器，當定時器達到設(shè)定的上半周期的1/2時，開啟ADC進行采樣，得到采樣電阻的正半周期的中點電壓；下半周期同理。

本文中，開關(guān)信號不能由DSP產(chǎn)生的，而是通過測量采樣電阻上電壓VS和電壓比較器LM360產(chǎn)生的。采樣電阻上的電壓VS與比較器中的參考電壓進行比較。比較器的輸出被饋送到反向驅(qū)動電路。因此，每當分路電壓增加到Vref以上時，反向驅(qū)動電路輸出信號控制關(guān)管Q5的開斷，再由Q5的狀態(tài)控制Q1和Q4以及Q2和Q3的開斷和換相。

3 實驗結(jié)果

從圖5(a)中可以看出，當被測電流為0 A時，采樣電阻上激勵電流為正負對稱的波形；而圖5(b)中，磁芯中有被測電流流過時，磁芯達到雙向飽和的時間不再相同，激勵電流也不再對稱。利用上文分析得到的被測電流關(guān)系式(12)，當原副邊繞組匝數(shù)確定后(NP＝1，NS＝100)，通過測量It2和It5的數(shù)值便可求出被測電流ip。實驗結(jié)果驗證了理論模型的正確性。

圖5 激勵電流測波形

對本文提出的電流傳感器進行0~100A范圍的測試，測試結(jié)果如圖6所示。在整個測量范圍內(nèi)，測試電流的相對誤差在0.3%以內(nèi)。與其他自激磁通門電流傳感器的對比如表1所示。相比之下，本文電流傳感器無需校正已具有良好的測量精度。

表1 與傳統(tǒng)自激磁通門電流傳感器對比

圖6 電流傳感器測量結(jié)果

由圖5可知，本文所采用的驅(qū)動電路在磁芯飽和的暫態(tài)過程中波形平滑，沒有出現(xiàn)明顯的振蕩，因此大大減小了因振蕩帶來的測量誤差。

需要說明的是，本文所提出的電流傳感器基于磁通門技術(shù)，從而也能夠用于測量交流，但需要激勵電路的頻率遠遠大于被測電流的頻率；激勵頻率與被測電流的頻率的比值越大，測量越準確[16]。由于磁通門技術(shù)一般用于直流測量，因此本文只進行了直流測試。

另外，本文所提出的電流傳感器可應(yīng)用于更大電流的測量，但由于實驗條件的限制，本文僅僅給出0~100 A的測量結(jié)果。

4 結(jié)論

本文提出一種新型自激磁通門電流傳感器，該傳感器在開環(huán)配置下具有較高測量精度。較之傳統(tǒng)平均電流法的數(shù)學(xué)模型，所建立的數(shù)學(xué)模型更加簡單和精確。所采用的激勵電路不需要懸浮驅(qū)動，降低了控制電路的復(fù)雜性；不需要設(shè)置死區(qū)時間，不存在驅(qū)動延時，因而大大減小了因驅(qū)動延時引起的測量誤差。測試結(jié)果表明，在0~100 A的測量范圍內(nèi)傳感器的相對誤差在0.3%以內(nèi)。傳統(tǒng)單磁芯結(jié)構(gòu)的開環(huán)自激磁通門電流傳感器經(jīng)校正后的誤差一般在0.5%左右，相比之下，本文所設(shè)計的電流傳感器無需校正已具有良好的測量精度。