一種隔離型交錯(cuò)并聯(lián)無電解電容LED驅(qū)動電路

林國慶， 陳偉， 黃秀玲

(福州大學(xué) 福建省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，福州 350116)

0 引 言

LED憑借其發(fā)光亮度好、電能利用率高和工作壽命長等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于多種照明應(yīng)用場合[1-4]。驅(qū)動電源是保證LED發(fā)光品質(zhì)和整體性能的關(guān)鍵。

在LED驅(qū)動電源中，為了平衡脈動輸入功率和直流輸出功率的差值，一般需要一個(gè)容量較大的儲能電容，該電容一般選用電解電容,而電解電容的壽命遠(yuǎn)小于LED的使用壽命，成為制約LED驅(qū)動電路工作壽命的重要因素[5-8]。根據(jù)電解電容壽命預(yù)期阿列里烏斯(Arrhenius)模型，電解電容的工作壽命與溫度有關(guān)[9]，當(dāng)LED工作環(huán)境溫度升高時(shí)，會進(jìn)一步加快電解電容的失效，從而進(jìn)一步影響驅(qū)動電路正常工作[10]。因此，無電解電容LED驅(qū)動電源是照明領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)。

為了消除電解電容對LED驅(qū)動電源壽命的影響，現(xiàn)有技術(shù)方法大致可以分兩類[11]：一是在原有拓?fù)浠A(chǔ)上對控制方法進(jìn)行改進(jìn)[12-14]；二是構(gòu)造新的電路拓?fù)鋪砥胶饷}動功率[15-23]。文獻(xiàn)[12]和文獻(xiàn)[13]通過在交流輸入側(cè)注入三次或五次諧波電流來降低輸入側(cè)的功率脈動從而來減小儲能電容的容值，注入的諧波電流越大，儲能電容的容值越小，其優(yōu)點(diǎn)是不用改變電路的結(jié)構(gòu)，缺點(diǎn)是注入諧波電流越大，LED驅(qū)動電源的功率因數(shù)越低，適用于對功率因數(shù)要求不高的小功率應(yīng)用場景。文獻(xiàn)[14]在輸出側(cè)采用脈動電流驅(qū)動LED，使LED在輸入功率較大時(shí)多消耗能量，在輸入功率較小時(shí)不消耗或少消耗能量，降低輸出側(cè)的功率脈動，輸入側(cè)輸入電流幾乎不受影響，電路功率因數(shù)較高，但LED電流為低頻脈動，LED的發(fā)光品質(zhì)會受到影響。

文獻(xiàn)[15]和文獻(xiàn)[16]提出了在兩級電路結(jié)構(gòu)中實(shí)現(xiàn)無電解電容的方法，通過增大兩級間儲能電容電壓紋波來降低儲能電容容值，具有較高的功率因數(shù)，但與單級式結(jié)構(gòu)相比，結(jié)構(gòu)復(fù)雜、成本高，而且儲能電容上過大的電壓紋波會增大器件電壓應(yīng)力，并影響B(tài)oost電路的正常工作。文獻(xiàn)[17]在傳統(tǒng)SEPIC型AC/DC變換器拓?fù)涞幕A(chǔ)上引入填谷電路，使中間電容的容值和耐壓值均減小為原來的一半，結(jié)構(gòu)較為簡單，但電容的容值減小量有限。文獻(xiàn)[18-21]采用多路DC/DC變換器進(jìn)行優(yōu)化組合，在保證高功率因數(shù)和輸入輸出功率脈動量不變的情況下，降低總的輸出電流脈動，從而去除了電解電容。文獻(xiàn)[18]主電路采用單級有源箝位flyback PFC變換器，輔助電路采用全橋式紋波抵消電路并與主電路輸出串聯(lián)來驅(qū)動LED，其優(yōu)點(diǎn)是全橋結(jié)構(gòu)只流過交流低頻脈動分量，變換器中的器件電壓應(yīng)力較低，但控制較為復(fù)雜，而且對于LED負(fù)載，如果串聯(lián)電壓反向補(bǔ)償存在相差等情況，會導(dǎo)致LED燈電流有較大的變化，影響LED燈的正常使用。文獻(xiàn)[20]和文獻(xiàn)[21]采用flyback變換器作為主電路，輔助電路與主電路輸出并聯(lián)，通過電流的反向補(bǔ)償達(dá)到恒流驅(qū)動LED的目的，但主電路開關(guān)管電壓應(yīng)力較高。文獻(xiàn)[22]和文獻(xiàn)[23]中將輔助雙向變換器并接在DC/DC變換器與負(fù)載之間，使得功率平衡電容對功率起到削峰填谷的作用，從而可以用恒定的功率驅(qū)動負(fù)載，電路具有較高的功率因數(shù)，適合在大功率場合應(yīng)用。

本文提出一種交錯(cuò)并聯(lián)無電解電容LED驅(qū)動電源，通過穩(wěn)定輔助儲能電容電壓實(shí)現(xiàn)輸入瞬時(shí)功率與輸出功率的平衡，從而抑制輸出電流的低頻紋波，并通過增加輔助儲能電容上的電壓紋波進(jìn)一步減小輔助儲能電容的容值，因此可以使用薄膜電容替代大容量的電解電容，提高電路的可靠性。

1 無電解電容LED驅(qū)動電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

1.1 電路拓?fù)?/h3>

圖1為所提交錯(cuò)并聯(lián)無電解電容LED驅(qū)動電路，由隔離型交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器和輔助功率平衡電路組成。交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器由電感L1、L2、開關(guān)管S1和S2、變壓器T1和二極管D6～D9組成，用于實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正和恒流輸出；輔助功率平衡電路由二極管D1、D4和D5、開關(guān)管S3、輔助儲能電容C1組成，用于平衡輸入瞬時(shí)功率和輸出功率的差值，抑制輸出電流的低頻紋波。

圖1 單級無電解電容LED驅(qū)動電路拓?fù)銯ig.1 Circuit topology of proposed LED driver

1.2 工作原理

無電解電容LED驅(qū)動電路主要工作波形如圖2所示，ugs1、ugs2、ugs3分別為開關(guān)管S1、S2、S3的驅(qū)動電壓波形，vin、iin為輸入電壓和電流波形，pin、Po為輸入功率和輸出功率波形，vC1為輔助儲能電容C1兩端電壓波形，VC1為其平均值。電路分為兩種工作模態(tài)進(jìn)行分析。

圖2 電路主要工作波形圖Fig.2 Main waveforms of proposed circuit

1.2.1pin>Po時(shí)變換器工作模態(tài)分析

當(dāng)pin>Po時(shí)，電路關(guān)鍵波形如圖3所示。

圖3 pin>Po時(shí)變換器關(guān)鍵波形圖Fig.3 Key operating waveform of the circuit when pin >Po

輔助開關(guān)管S3始終關(guān)斷，變換器通過調(diào)節(jié)開關(guān)管S1、S2的占空比實(shí)現(xiàn)輸出恒流，通過調(diào)節(jié)S1、S2的死區(qū)時(shí)間將多余能量儲存在輔助儲能電容C1中。該工作模態(tài)包含6個(gè)階段，各個(gè)階段等效電路圖如圖4所示。

圖4 pin>Po時(shí)電路各模態(tài)等效電路圖Fig.4 Equivalent circuits of different modes when pin >Po

1)(t0-t1)階段：t0時(shí)刻，開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，整流電路輸出電壓通過二極管D1和D2、開關(guān)管S1對電感L1線性充電；電感L2通過二極管D1和D3、開關(guān)管S1和變壓器T1向負(fù)載釋放能量。

2)(t1-t2)階段：t1時(shí)刻，電感L2電流減小到0，二極管D3、D7、D8截止，LED負(fù)載由輸出濾波電容Co供電。

3) (t2-t3)階段：t2時(shí)刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，電感L1通過二極管D2、D4和D1向輔助儲能電容C1釋放能量，電容C1電壓增加。

4) (t3-t4)階段：t3時(shí)刻，開關(guān)管S2導(dǎo)通，開關(guān)管S1保持關(guān)斷，整流電路輸出電壓通過二極管D1和D3、開關(guān)管S2對電感L2線性充電；電感L1通過二極管D1和D2、開關(guān)管S2和變壓器T1向負(fù)載釋放能量。在此階段，為了保證電感L1中的能量僅向負(fù)載側(cè)傳遞，整流電路輸出電壓和輔助儲能電容電壓之和必須滿足

|vin(t)|+vC1(t)>nVo。

(1)

式中：vin(t)為整流電路輸出電壓；vC1(t)為輔助儲能電容電壓；n為變壓器原副邊匝比；Vo為輸出電壓。

5)(t4-t5)階段：t4時(shí)刻，電感L1電流減小到0，二極管D2、D6和D9截止，LED負(fù)載由輸出濾波電容Co供電。

6)(t5-t6)階段：t5時(shí)刻，開關(guān)管S2關(guān)斷，開關(guān)管S1保持關(guān)斷，電感L2通過二極管D1、D3和D5向輔助儲能電容C1釋放能量。t6以后電路又重復(fù)上一個(gè)開關(guān)周期工作。

1.2.2pin

pin

圖5 pin

輔助開關(guān)管S3在開關(guān)管S1關(guān)斷前一段時(shí)間導(dǎo)通，通過控制S3的工作占空比，使一個(gè)工頻周期內(nèi)輔助儲能電容電壓平均值VC1保持穩(wěn)定。該工作模態(tài)包含5個(gè)階段，各個(gè)階段等效電路如圖6所示。

圖6 pin

1)(t0-t1)階段：t0時(shí)刻，開關(guān)管S1導(dǎo)通、開關(guān)管S2關(guān)斷，整流電路輸出電壓通過二極管D1、D2和開關(guān)管S1對電感L1線性充電；電感L2通過二極管D1和D3、開關(guān)管S1和變壓器T1向負(fù)載釋放能量。

2)(t1-t2)階段：t1時(shí)刻，電感L2電流減小到0，二極管D3、D7、D8截止，此時(shí)由輸出濾波電容Co給LED負(fù)載供電。

3)(t2-t3)階段：t2時(shí)刻，輔助開關(guān)管S3導(dǎo)通，整流電路輸出與輔助儲能電容C1一起分別通過開關(guān)管S3、二極管D2和開關(guān)管S1對電感L1繼續(xù)充電和通過輔助開關(guān)管S3、二極管D3、變壓器T1、開關(guān)管S1對電感L2充電。

4)(t3-t4)階段：t3時(shí)刻，開關(guān)管S1、S3關(guān)斷，開關(guān)管S2導(dǎo)通。整流電路輸出電壓通過二極管D1、D3、開關(guān)管S2對電感L2充電；電感L1通過二極管D1、D2、開關(guān)管S2和變壓器T1向負(fù)載釋放能量。在此階段，為了保證電感L1中的能量僅向LED負(fù)載側(cè)傳遞，整流電路輸出電壓和輔助儲能電容電壓之和也必須滿足式(1)要求。

5)(t4-t5)階段：t4時(shí)刻，電感L1電流減小到0，二極管D2、D6、D9截止，此時(shí)輸出濾波電容Co給LED負(fù)載供電。t5以后電路重復(fù)上一開關(guān)周期工作。

2 電路功率因數(shù)和紋波控制策略分析

2.1 功率因數(shù)分析

如圖1所示，兩路交錯(cuò)并聯(lián)的boost PFC變換器具有對稱性，當(dāng)工作在斷續(xù)模式時(shí)，電感L1電流在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均電流為

(2)

式中：D為2個(gè)主開關(guān)管的工作占空比；TS為其工作周期；k=(nD2TSVo)/(2L)；α=Vm/nVo。

(3)

由式(3)可以得到半個(gè)工頻周期內(nèi)輸入電流和輸入電壓隨時(shí)間變化曲線如圖7所示，輸入電流在半個(gè)工頻周期內(nèi)的變化近似為正弦波，且相位與輸入電壓相位一致，因此電路可以實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)。

圖7 輸入電壓與輸入電流波形Fig.7 Waveforms of the input voltage and input current

2.2 紋波控制策略

2.2.1 輔助儲能電容大小與電壓紋波的關(guān)系

假設(shè)驅(qū)動電源的功率因數(shù)及效率均為1，則瞬時(shí)輸入功率為

pin(t)=VmImsin2(ωt)=

Po-Pocos(2ωt)。

(4)

式中：Vm、Im為輸入電壓和電流幅值；Po為輸出功率；ω為輸入電壓角頻率。

由于LED負(fù)載輸出功率是恒定的，因此輔助儲能電容上存儲的功率為

pC1(t)=-Pocos(2ωt)。

(5)

圖2所示，在[T/8,3T/8]時(shí)間內(nèi)，瞬時(shí)交流輸入功率高于直流輸出功率，將多余的能量存儲在輔助儲能電容中，則有

(6)

根據(jù)電容的儲能特性，儲存在輔助儲能電容C1中的能量大小也可表示為

C1VC1ΔVC1。

(7)

結(jié)合式(6)和式(7)，得到輔助儲能電容的容值大小和功率的關(guān)系為

(8)

2.2.2 低頻紋波控制策略

基于上述分析，為了去除電解電容，需要對輸出電流的低頻紋波進(jìn)行抑制。提出利用輔助功率平衡電路平衡輸入瞬時(shí)功率與輸出功率的差值，從而抑制輸出低頻電流紋波的產(chǎn)生。下面分兩種情況進(jìn)行分析。

1)pin>Po，輔助儲能電容能量的存儲過程。

在[T/8,3T/8]階段，通過控制主開關(guān)管S1和S2的死區(qū)時(shí)間Δt1=t3-t2，將多余的能量暫存到輔助儲能電容C1中，從而削平輸出電流的低頻紋波。由1.2.1分析可知，一個(gè)開關(guān)周期中負(fù)載電流大小io可表示為

(9)

式中電感L1在t3時(shí)刻電流為

可以得到一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)負(fù)載電流的大小io和死區(qū)時(shí)間Δt1的關(guān)系式為

(10)

則可得S1和S2的死區(qū)占空比為

(11)

當(dāng)輸出電流io為恒定值時(shí)，死區(qū)占空比d(t)隨時(shí)間t變化的關(guān)系曲線如圖8(a)所示，為近似于正弦波的曲線。

圖8 死區(qū)占空比隨時(shí)間變化曲線Fig.8 Curve of the dead zone duty cycle with time

因此，為使變換器實(shí)現(xiàn)恒流輸出，只要主電路開關(guān)管S1、S2的工作占空比D按下式規(guī)律變化，即

D=0.5-K1a[N]。

(12)

式中：a[N]為如圖8(b)所示的幅值為1的標(biāo)準(zhǔn)正弦變化數(shù)組；K1為主開關(guān)管S1、S2的死區(qū)占空比系數(shù)。則當(dāng)N從0到100逐漸遞增時(shí)，主開關(guān)S1、S2的死區(qū)占空比即可近似按圖8(a)的規(guī)律變化。根據(jù)輸出電流紋波的大小，通過調(diào)節(jié)K1值改變開關(guān)管S1、S2的死區(qū)時(shí)間，以調(diào)節(jié)存入輔助儲能電容C1中的能量大小，從而抑制了輸出電流io的低頻紋波。

2)pin

在[3T/8,5T/8]階段，主開關(guān)管S1和S2以0.5的固定占空比交錯(cuò)導(dǎo)通，通過控制輔助開關(guān)管S3的導(dǎo)通時(shí)間Δt2=t3-t2，將存儲在輔助儲能電容中的能量向負(fù)載釋放，補(bǔ)償了pin

(13)

t3時(shí)刻電感L1和t5時(shí)刻電感L2的電流分別為：

(14)

(15)

可以得到負(fù)載電流io與輔助開關(guān)管S3導(dǎo)通時(shí)間Δt2的關(guān)系式為

(16)

由式(16)可得開關(guān)管S3的導(dǎo)通占空比為

(17)

由式(17)可知，當(dāng)輸出電流io為恒定值時(shí)，輔助開關(guān)管S3的占空比k(t)隨時(shí)間t變化的關(guān)系曲線如圖9(a)所示，k(t)為一近似于三角波的曲線。為使變換器實(shí)現(xiàn)恒流輸出，通過設(shè)定輔助開關(guān)管S3的工作占空比D3，使之按下式的規(guī)律變化，即

D3=K2b[N]。

(18)

式中：K2為輔助開關(guān)管S3占空比系數(shù)；b[N]為如圖9(b)所示幅值為1的標(biāo)準(zhǔn)三角波函數(shù)變換數(shù)組。

則當(dāng)自然數(shù)N從0到100逐漸遞增時(shí)，輔助開關(guān)管S3占空比即可按照圖9(a)規(guī)律變化，從而通過調(diào)節(jié)占空比系數(shù)K2值，填平了輸出電流io的低頻紋波。

圖9 開關(guān)管S3的占空比隨時(shí)間變化的關(guān)系曲線Fig.9 Relationship between duty cycle of S3 and time

輔助開關(guān)管S3的占空比系數(shù)K2是通過控制輔助儲能電容電壓的平均值得到。具體控制原理如圖10所示。通過采樣電容C1電壓的平均值VC1_f，與給定的參考信號VC1_ref比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)，得到輔助開關(guān)管S3占空比系數(shù)K2；當(dāng)檢測到pin

圖10 功率平衡控制原理圖Fig.10 Schematic diagram of power balance control

3 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 電感設(shè)計(jì)

由于電路結(jié)構(gòu)具有對稱性，分析時(shí)以電感L1為例，設(shè)電感量均為L。為使變換器能夠?qū)崿F(xiàn)功率因數(shù)校正功能，由2.1節(jié)分析可知，電感設(shè)計(jì)時(shí)，應(yīng)保證交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路電感電流始終工作在斷續(xù)模式。因此當(dāng)pin>Po時(shí)，應(yīng)滿足

(19)

結(jié)合式(9)和式(14)，可得電感L1、L2的電感值必須滿足以下條件：

(20)

同理，當(dāng)pin

(21)

為保證在全范圍內(nèi)電感電流工作在斷續(xù)模式，電感L1、L2取式(20)和式(21)計(jì)算結(jié)果的較小值。

3.2 輔助儲能電容設(shè)計(jì)

輔助儲能電容用來平衡瞬時(shí)交流輸入功率與直流輸出功率的差值，其電壓瞬時(shí)值的表達(dá)式為

(22)

由式(22)可知，輔助儲能電容C1的電壓最小值為

(23)

其電壓平均值為

(24)

在滿載情況下結(jié)合式(8)計(jì)算電容C1的容值。此外，輔助儲能電容容值的大小必需兼顧開關(guān)管的電壓應(yīng)力，同時(shí)還要滿足式(1)的關(guān)系式。

假設(shè)電容電壓的最大值VC1_max不超過330 V，則令VC1_max=330 V。根據(jù)式(23)和式(24)可以得到輔助儲能電容電壓最小值VC1_min、平均值VC1和輔助儲能電容C1的關(guān)系曲線，如圖11所示。根據(jù)關(guān)系曲線，最終選擇輔助儲能電容C1為6.6 μF。當(dāng)VC1_max=330 V時(shí)，可得VC1=297.6 V，VC1_min=265.1 V，該最小電壓可保證輔助儲能電容電壓與整流電路輸出電壓之和始終大于反射電壓nVo。

圖11 輔助儲能電容電壓平均值、最小值和C1的關(guān)系曲線Fig.11 Relationship between the average and minimum voltage of auxiliary energy storage capacitor and C1

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提出的單級無電解電容LED驅(qū)動電路的可行性，搭建了一臺40 W的LED驅(qū)動電路實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖12所示。實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：輸入電壓范圍85～130 V，輸出功率Po=40 W，輸出電流Io=600 mA，濾波電容Co=6.6 μF，輔助儲能電容C1=6.6 μF，電感L1=L2=900 μH，開關(guān)管S1和S2型號為65F6310,開關(guān)管S3采用FQPF10N60C，二極管D2、D3、D4及D6～D9型號均為FR207。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下。

圖12 單級無電解電容LED驅(qū)動電路實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.12 Experimental prototype of the proposed LED driver

圖13為輔助儲能電容電壓vC1、整流電路輸出電壓|vin|、輸出電流io和開關(guān)管S3驅(qū)動電壓波形。可以看出，當(dāng)輸出濾波電容為Co=6.6 μF，輸出電流近似為一平直直線，因此可以用薄膜電容替代電解電容，驗(yàn)證了所提拓?fù)涞目尚行浴?/p>

圖13 無電解電容LED驅(qū)動電路主要實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.13 Main experimental waveforms of the proposed circuit

圖14為pin>Po時(shí)電路主要工作波形，圖15為pinPo時(shí)多余的能量，放電過程補(bǔ)償了pin

圖14 pin>Po時(shí)主要工作波形Fig.14 Key experimental waveforms when pin>Po

圖15 pin

表1為輸出濾波電容Co=6.6 μF時(shí)，不同死區(qū)占空比系數(shù)K1下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果?？梢钥闯?，占空比系數(shù)K1變化時(shí)輔助儲能電容電壓平均值VC1基本保持不變，K1越大，輔助儲能電容電壓脈動ΔVC1越大，輸出電流低頻紋波ΔIo越小，低頻紋波抑制效果越好，但電路的功率因數(shù)降低。因此K1的選取需要綜合考慮輸出電流低頻紋波大小和電路功率因數(shù)的要求，與理論分析相符。

表1 不同死區(qū)占空比系數(shù)K1的電路測試結(jié)果

為了進(jìn)一步驗(yàn)證低頻紋波的抑制效果，測試了死區(qū)占空比系數(shù)K1為0.06時(shí)不同輸出濾波電容下的輸出電流波形，如圖16所示?？梢钥闯?，當(dāng)輸出濾波電容Co=6.6 μF時(shí)，輸出電流低頻紋波為83.3%；當(dāng)Co=330 μF時(shí)，輸出電流的低頻紋波仍有33.3%，可見如果死區(qū)占空比系數(shù)K1取值太小，低頻紋波抑制效果較差，電路不能實(shí)現(xiàn)無電解電容。

圖16 不同輸出濾波電容Co的實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.16 Experimental waveforms of different output filter capacitor Co

圖17為變換器效率、功率因數(shù)隨輸入電壓的變化曲線，從圖17可知，輸入電壓在85 V至130 V變化范圍內(nèi)，功率因數(shù)均大于0.95，效率高于81%。

圖17 變換器效率、功率因數(shù)隨輸入電壓的變化曲線Fig.17 Variation curves of converter efficiency and power factor with different input voltages

5 結(jié) 論

本文提出了一種隔離型交錯(cuò)并聯(lián)無電解電容LED驅(qū)動電源，通過穩(wěn)定輔助儲能電容電壓實(shí)現(xiàn)了輸入輸出功率的平衡，從而抑制了輸出電流的低頻紋波，并可通過調(diào)節(jié)輔助儲能電容上的電壓紋波進(jìn)一步減小輔助儲能電容的容值。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提出電路方案在輸出濾波電容為6.6 μF時(shí)，輸出電流紋波可以降至16.7%，功率因數(shù)PF>0.95，因此可以用薄膜電容取代，從而實(shí)現(xiàn)了無電解電容化。本電路拓?fù)洳捎昧私诲e(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)，可以有效降低輸入電流高頻紋波和開關(guān)器件的電流應(yīng)力；僅有少量脈動功率經(jīng)過輔助功率平衡電路進(jìn)行二次變換，提高了轉(zhuǎn)換效率；輔助儲能電容吸收了變壓器漏感引起的電壓尖峰，開關(guān)管電壓應(yīng)力低。