適用于無(wú)源網(wǎng)絡(luò)的模塊化多電平柔性直流啟動(dòng)控制研究

周東游，郝正航，唐文博，劉 涵

(貴州大學(xué)電氣工程學(xué)院，貴州 貴陽(yáng) 550000)

0 引言

模塊化多電平換流器(MMC)是近年來(lái)國(guó)內(nèi)外眾多學(xué)者和工程人員研究的熱點(diǎn)。國(guó)外專(zhuān)家目前研究熱點(diǎn)主要集中在電容電壓均衡策略以及換流器橋臂的二陪頻換流抑制上，對(duì)于向無(wú)源網(wǎng)絡(luò)供電的研究較少。本文主要依據(jù)MMC在海島輸電，城市和孤島供電及大范圍分布式DG接入的優(yōu)點(diǎn)進(jìn)行研究。由于MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的改變，常規(guī)的兩電平VSC的控制也不能完全適用。文獻(xiàn)[1-2]對(duì)MMC的運(yùn)行以及發(fā)展前景作出了明確的介紹。文獻(xiàn)[3]提出了坐標(biāo)變換和dq解耦的控制辦法。文獻(xiàn)[4]提出了一種橋臂能量均分控制和電容電壓穩(wěn)壓控制。文獻(xiàn)[5]提出了一種電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)的MMC無(wú)差拍直接功率控制，其優(yōu)點(diǎn)是省略了電流內(nèi)環(huán)控制，從而規(guī)避了多個(gè)PI的調(diào)節(jié)，使控制速度大幅上升。但是應(yīng)用范圍收到了限制，僅在電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)具有較好的效果。文獻(xiàn)[6]提出了一種基于傳感器的控制策略，但是增加了系統(tǒng)的投資和對(duì)測(cè)量元件的依賴(lài)。文獻(xiàn)[7]提出了一種通過(guò)逐步遞減投入子模塊個(gè)數(shù)的直流側(cè)主動(dòng)充電策略，該方法實(shí)現(xiàn)了無(wú)緣端換流閥從不控預(yù)充電到解鎖投入正常運(yùn)行的平滑過(guò)渡，但是子模塊頻繁的投入和切除又增加了器件的損耗。文獻(xiàn)[8]從換流器橋臂功率脈動(dòng)與能量脈動(dòng)角度,結(jié)合子模塊電壓紋波系數(shù),對(duì)其子模塊電容參數(shù)進(jìn)行合理設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[9]提出了基于電壓斜率控制的充電策略以避免產(chǎn)生換流器輸出過(guò)流，但是帶斜率控制的定電圧既能夠使換流器解鎖時(shí)產(chǎn)生較小的沖擊電流，同時(shí)也能在抬升直流電壓時(shí)起到減小電壓波動(dòng)的作用。文獻(xiàn)[10]設(shè)計(jì)了一種通過(guò)環(huán)流抑制的方法來(lái)解決電容電壓波動(dòng)的問(wèn)題，但是控制策略較為復(fù)雜。文獻(xiàn)[11]提出了一種基于MMC內(nèi)部換流的二次分量來(lái)抑制電容電壓波動(dòng)，從而引入了PR(準(zhǔn)比例諧振控制)，但是其根本的數(shù)學(xué)模型僅是基于上下橋臂子模塊的，不具備系統(tǒng)性。文獻(xiàn)[12]提出一種基于負(fù)向電流支路部分子模塊切除的可控充電策略，但是主要用于全橋子模塊和半橋子模塊混合的電路中，并且啟動(dòng)速度不佳。

1 換流站自勵(lì)啟動(dòng)的原理

啟動(dòng)初期IGBT缺乏必須的能量而無(wú)法觸發(fā)，處于閉鎖狀態(tài)。其一個(gè)橋臂的電氣特性和該橋臂中任意一個(gè)子模塊的電氣特性一致，對(duì)于閉鎖狀態(tài)下的任意子模塊，定義其電壓usm和電流ism的正方向由A到B，閉鎖狀態(tài)下的等效電路與其電流方向密切相關(guān)，當(dāng)電流為正時(shí)，子模塊處于充電階段，當(dāng)電流為負(fù)時(shí)，子模塊處于旁路狀態(tài)對(duì)外等效為短路,如圖1所示。

圖1 子模塊閉鎖時(shí)等效圖

先以直流側(cè)開(kāi)路的MMC做簡(jiǎn)要的分析[13-14]，三相上橋臂依次編號(hào)為1,3,5，三相下橋臂依次編號(hào)為4,6,2。如圖2所示。

圖2 直流側(cè)開(kāi)路的MMC等效圖

并且定義電流正方向是從上到下。仍然采用傳統(tǒng)的直流輸電換流理論對(duì)線電壓過(guò)零點(diǎn)的定義對(duì)直流開(kāi)路側(cè)MMC做簡(jiǎn)要的分析，即usa超過(guò)usc的相交點(diǎn)為C1，usb超過(guò)usc的相交點(diǎn)為C2，如圖3所示。

圖3 直流側(cè)開(kāi)路的MMC線電壓波形圖

實(shí)際上對(duì)于橋臂5充電的時(shí)間是從C1到C5的時(shí)間段。只要Epc在任意時(shí)刻大于upc橋臂5就會(huì)充電，其電容電壓將會(huì)進(jìn)一步上升，可以推斷，隨著充電時(shí)間的增加，橋臂5上的電壓會(huì)越來(lái)越大，直到Epc在任意時(shí)刻都不大于upc時(shí)充電結(jié)束，橋臂5上的電壓必將等于Epc的最大值，即交流線電壓的幅值，根據(jù)數(shù)學(xué)公式的推導(dǎo)不可控充電階段的充電率可以達(dá)到71%,到器充電的充電率大概為35%到37%[15-16]。

2 產(chǎn)生沖擊電流的數(shù)學(xué)機(jī)理

目前系統(tǒng)預(yù)充電常采用抬升直流電壓到額定值后再解鎖從站，根據(jù)如下的數(shù)學(xué)推導(dǎo)發(fā)現(xiàn)依舊會(huì)產(chǎn)生沖擊電流[17]，具體如下：電流不控充電的等效電路圖如圖4所示，電流不控充電時(shí)系統(tǒng)交流電壓加在直流正負(fù)極之間，當(dāng)不控充電結(jié)束時(shí)，橋臂電壓幾乎等于閥側(cè)交流電壓的峰值，橋臂充電電流為0，所以

圖4 電流不控充電的等效圖

(1)

式中Usa，Usb——交流線路的其中兩相的電壓;

Uca，Ucb——橋臂的電壓，當(dāng)不控充電結(jié)束時(shí)，有交流線電壓峰值等于橋臂電壓即：Usj=Ucj(j取a,b,c)主站解鎖后，上下橋臂按正常調(diào)制規(guī)律導(dǎo)通，投入子模塊個(gè)數(shù)按電壓調(diào)制比生成可得[18]

(2)

Usm——充電過(guò)程中各個(gè)子模塊電容電壓實(shí)時(shí)值;

n——單個(gè)橋臂總模塊數(shù);

圖5 MMC-HVDC系統(tǒng)直流等效圖

由圖5可得

(3)

在不考慮冗余保護(hù)下，主換流站解鎖瞬間有：Udc=Upj+Unj，Upj為上橋臂電壓，Upj為下橋臂電壓，又MMC電流平均分配原則可得主站上下橋臂的電流為[19]

(4)

若主站解鎖后直接將直流電壓抬升至額定值Udcn,則定直流電壓控制的換流器的電壓高于另一側(cè)，會(huì)產(chǎn)生一定的沖擊電流[20]，使得從站的換流器電容充電，到達(dá)穩(wěn)定時(shí)解鎖從站，則必有Upj+Unj

3 無(wú)源啟動(dòng)方式的改進(jìn)策略

MMC-HVDC向無(wú)源網(wǎng)絡(luò)供電的結(jié)構(gòu)圖如圖6所示，與有源網(wǎng)絡(luò)相連的MMC作為整流側(cè)，受端MMC與無(wú)源網(wǎng)絡(luò)相連，工作在逆變方式下，為無(wú)源網(wǎng)絡(luò)提供有功和無(wú)功。

圖6 MMC-HVDC向無(wú)源網(wǎng)絡(luò)供電結(jié)構(gòu)圖

3.1 一種無(wú)源預(yù)充電解鎖順序的改進(jìn)

3.2 一種帶斜率的定直流電壓控制改進(jìn)

圖7 帶斜率的定直流電壓控制結(jié)構(gòu)圖

假設(shè)整流側(cè)控制器定直流電壓給出的斜率為K，整流站在0.1 s解鎖,由帶斜率控制的定直流電壓控制繼續(xù)給子模塊電容充電，此時(shí)的子模塊電容電壓為:U0=GV0，U0(t)=GV0+KtV0

其中G為電容電壓標(biāo)幺值，V0為系統(tǒng)穩(wěn)定后的子模塊電容電壓額定值，則單個(gè)的子模塊隨時(shí)間的電壓增量為

(5)

UZ=U0(t)-U0

(6)

每個(gè)橋臂包含20個(gè)子模塊，兩端MMC中共12個(gè)橋臂，每個(gè)子模塊中含有一個(gè)電容，則總的儲(chǔ)能增量為

(7)

為了防止逆變側(cè)解鎖時(shí)功率振蕩，W必須小于交流系統(tǒng)對(duì)逆變側(cè)傳送的功率即

(8)

式中Uph，iph——交流系統(tǒng)能流過(guò)的最大相電壓，相電流峰值。

作為啟動(dòng)控制，啟動(dòng)的時(shí)間也尤其關(guān)鍵，即在選取K值時(shí)，既要兼顧實(shí)際效果，也要兼顧啟動(dòng)的時(shí)間和避免產(chǎn)生振蕩。

4 仿真與驗(yàn)證

在Simulink中搭建兩端的MMC—HVDC模型，一端為無(wú)源網(wǎng)絡(luò)，模型采用最近電平逼近，電容電壓平衡控制為：排序算法。有源側(cè)MMC采用帶斜率控制的定直流電壓控制，無(wú)源側(cè)采用定交流電壓幅值和頻率控制，有源側(cè)交流電壓為10 kV，額定容量為100 MVA,有源側(cè)電阻為0.45 Ω，變壓器一次側(cè)采用三角形接法，二次側(cè)采用星型接法，無(wú)源側(cè)電阻為10 Ω，直流母線額定電壓為22 kV，子模塊個(gè)數(shù)為20個(gè)，橋臂電感為：10e-3。

不采用解鎖順序改進(jìn)策略和不加入帶斜率控制的定直流電壓控制時(shí)：0.04 s解鎖有源側(cè)MMC，并抬升直流電壓到額定值，0.2 s解鎖從站MMC，仿真波形圖如圖8(a)(c)(e)所示。

采用逆變側(cè)解鎖順序改進(jìn)策略和加入帶斜率控制的定直流電壓控制后。其中相關(guān)的仿真波形圖如圖8(b)(d)(f)所示，其中圖8(g)為改進(jìn)前后整流側(cè)直流電壓對(duì)比圖。

從圖8(a)可看出，0.2 s解鎖從站瞬間產(chǎn)生了1 300 A的沖擊電流，過(guò)大的沖擊電流對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定產(chǎn)生了較大的威脅，圖8(b)為改進(jìn)了解鎖順序后逆變側(cè)解鎖瞬間沖擊電流為1 000 A，相比改進(jìn)前的1 300 A降低了300 A。降低了系統(tǒng)的安全隱患和減低了系統(tǒng)制造成本。圖8(c),(e)分別為整流側(cè)閥側(cè)的交流電流和交流電壓。圖8(d),(f)為改進(jìn)后的整流側(cè)閥側(cè)的交流電流和交流電壓，對(duì)比可知在采用了改進(jìn)策略后對(duì)整流側(cè)閥側(cè)的交流電流和交流電壓未產(chǎn)生負(fù)影響。從圖8(g)改進(jìn)前波形可看出改進(jìn)前整流側(cè)的直流電壓在1 s時(shí)產(chǎn)生了較大的電壓波動(dòng)，峰值波動(dòng)電壓達(dá)到21.5 kV隨后又降到接近19 kV,電壓降達(dá)到2 500 V,并且直流電壓2.1 s后才達(dá)到額定值，系統(tǒng)到達(dá)穩(wěn)定所需時(shí)間較長(zhǎng)。由圖8(g)改進(jìn)后波形圖可知改進(jìn)后的整流側(cè)直流電壓在1s時(shí)的電壓波動(dòng)從19.5 kV到18.5 kV波動(dòng)幅度為1 000 V，相比于改進(jìn)前的波動(dòng)2 500 V，下降了1 500 V。并且直流電壓達(dá)到額定值只需要1.4 s,比較未改進(jìn)前的2.1 s快了0.7 s,而且隨著斜率k值不斷地靠近理想值，電壓的波動(dòng)將更小，啟動(dòng)的時(shí)間也將更短。

圖8 改進(jìn)前后的MMC-HVDC的啟動(dòng)控制波形圖

5 結(jié)論

本文針對(duì)兩端MMC—HVDC的無(wú)源啟動(dòng)問(wèn)題展開(kāi)研究，將MMC—HVDC的預(yù)充電階段分為不控充電階段和可控充電階段，分析了逆變側(cè)解鎖瞬間產(chǎn)生沖擊電流的數(shù)學(xué)機(jī)理，改進(jìn)了換流站解鎖順序，使得逆變側(cè)解鎖瞬間的沖擊電流大幅度降低。改進(jìn)了整流側(cè)定直流電壓控制，減少了直流電壓抬升過(guò)程中的電壓波動(dòng)較大的問(wèn)題，減少了系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)定的時(shí)間。并在Simulink中搭建兩端MMC—HVDC系統(tǒng)(一端為無(wú)源)模型進(jìn)行仿真驗(yàn)證，根據(jù)實(shí)驗(yàn)仿真結(jié)果證實(shí)了上訴改進(jìn)方案的可行性。