一種用于電-氫多能互補型微電網(wǎng)的雙有源橋集成Boost拓撲及其控制

孫孝峰 張繪欣 張 涵 王洪龍 王寶誠 李 昕

一種用于電-氫多能互補型微電網(wǎng)的雙有源橋集成Boost拓撲及其控制

孫孝峰 張繪欣 張 涵 王洪龍 王寶誠 李 昕

（燕山大學電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室 秦皇島 066004）

該文提出一種雙有源橋（DAB）集成Boost變換器拓撲，并對其在PWM+移相控制方式下的工作原理和軟開關(guān)情況進行分析。對多個該變換器進行串并聯(lián)組合，得到可應(yīng)用于電-氫多能互補型微電網(wǎng)中高電壓等級直流母線與制氫電解槽之間的DC-DC環(huán)節(jié)的輸入串聯(lián)-輸出并聯(lián)（ISOP）型直流變壓器。通過輸出電壓環(huán)、輸入穩(wěn)壓環(huán)和輸入均壓環(huán)的聯(lián)合控制，ISOP型直流變壓器可以實現(xiàn)在串聯(lián)側(cè)的電壓均衡、并聯(lián)側(cè)的電壓穩(wěn)定以及各子模塊變壓器一次、二次電壓匹配。在理論分析的基礎(chǔ)上搭建以STM32+FPGA為核心控制器的實驗樣機，驗證了所提出的電路拓撲的正確性及控制策略的有效性。

微電網(wǎng) 制氫 DC-DC變換器 開關(guān)復用 輸入串聯(lián)-輸出并聯(lián)型直流變壓器

0 引言

能源是人類社會發(fā)展的動力源泉，隨著世界經(jīng)濟的高速發(fā)展，能源的需求量也在持續(xù)增加。從社會經(jīng)濟長遠發(fā)展的角度來看，傳統(tǒng)的化石燃料因為存在不可再生、易對環(huán)境造成污染等缺點，已經(jīng)越來越不具有競爭力。近年來，越來越多的國家開始關(guān)注、開發(fā)和利用光伏發(fā)電、風力發(fā)電和生物質(zhì)能等清潔能源，而清潔能源因其環(huán)保、經(jīng)濟和可再生等優(yōu)點，也必然成為應(yīng)對環(huán)境污染和能源危機的有力武器[1-3]。太陽能作為地球上存在的最豐富的可再生能源，在利用光伏電池將太陽能轉(zhuǎn)化為電能的過程中不需要燃料供應(yīng)，且不存在污染物的排放問題，具有很好的環(huán)保性和經(jīng)濟性[4]。氫能作為一種新興的綠色能源，具有儲量豐富、能量密度高和無毒無污染等優(yōu)點[5]。氫能轉(zhuǎn)化為電能通常通過燃料電池來實現(xiàn)，由于燃料電池發(fā)電不經(jīng)過熱機過程，所以不受卡諾循環(huán)的限制，能量的轉(zhuǎn)化率高[6-11]。在實際應(yīng)用當中，光伏發(fā)電具有動態(tài)響應(yīng)快但受天氣影響較大的特點，而燃料電池具有穩(wěn)定但動態(tài)響應(yīng)慢的問題，兩者的輸出特性具有良好的互補性，因此可考慮綜合兩者的優(yōu)點來建立聯(lián)合發(fā)電系統(tǒng)，以獲得持續(xù)穩(wěn)定的電能，于是一種電-氫多能互補型微電網(wǎng)架構(gòu)逐漸進入了人們的視野。

電-氫多能互補型微電網(wǎng)架構(gòu)如圖1所示，它包括由光伏發(fā)電、蓄電池構(gòu)成的電能系統(tǒng)和由電解槽、儲氫罐及燃料電池組成的氫能系統(tǒng)。光伏發(fā)電單元和蓄電池經(jīng)DC-DC變換器連接到直流母線；直流母線除了由DC-AC變換器連接到交流電網(wǎng)，給電網(wǎng)輸送功率之外，還需要給電解槽供電以完成電解制氫。電解槽所得到的氫氣供給燃料電池用于發(fā)電，最終燃料電池產(chǎn)生的電能經(jīng)DC-DC變換器回饋到直流母線。

圖1 電-氫多能互補型微電網(wǎng)架構(gòu)

對于該架構(gòu)中的光伏發(fā)電部分來說，如何降低發(fā)電成本、提高發(fā)電效率是其未來發(fā)展的核心課 題[12-14]。而光伏產(chǎn)業(yè)要降本增效，升高電壓是有效措施之一。隨著我國光伏產(chǎn)業(yè)的蓬勃發(fā)展，目前1 000V的母線電壓等級已經(jīng)不能滿足要求。2014年，世界首個1 500V電站由Firstsolar和GE聯(lián)合建立，此后，1 500V光伏系統(tǒng)逐漸在海外和國內(nèi)領(lǐng)跑者項目中陸續(xù)使用。相比于1 000V系統(tǒng)，1 500V系統(tǒng)中單串的組件數(shù)提高了50%，子光伏陣列的組串數(shù)降低了33%，減少了子光伏陣列中的電纜、匯流箱和支架等的數(shù)量，從而節(jié)省了建設(shè)成本；而且1 500V系統(tǒng)支持更大的光伏陣列，可以減少箱式變壓器和逆變器數(shù)量，從而降低安裝和維護成本；此外，電壓提高后，交直流線纜損耗可有效降低，從而實現(xiàn)發(fā)電效率的提升。因此，提升電壓等級必將成為未來電-氫多能互補型微電網(wǎng)架構(gòu)的發(fā)展趨勢。

然而，提升電壓給系統(tǒng)帶來收益的同時也帶來了眾多挑戰(zhàn)，如電氣安全性降低、對原材料的耐壓和可靠性要求提高以及對AC-DC、DC-DC變換器輸入電壓等級的要求提高等。就1 500V以及未來有可能出現(xiàn)的更高電壓等級的母線與電解槽連接處的DC-DC環(huán)節(jié)來看，該DC-DC變換器需要將直流母線電壓降至與電解槽相匹配的低電壓，但由于電力電子器件的耐壓水平有限，電壓等級提升后大多數(shù)現(xiàn)有的單拓撲Buck類電路已經(jīng)難以滿足系統(tǒng)運行要求。因此，對于可承受高輸入電壓等級、具有降壓特性且電氣安全性較高的DC-DC變換器的研究至關(guān)重要[15-22]。文獻[23]提出將DC-DC變換器在輸入側(cè)進行串聯(lián)以提高其電壓等級，在輸出側(cè)并聯(lián)以提高功率等級的輸入串聯(lián)、輸出并聯(lián)（Input-Series Output-Parallel, ISOP）結(jié)構(gòu)，并指出該結(jié)構(gòu)正常工作的前提是保證各子模塊在串聯(lián)側(cè)的電壓均衡。文獻[24]基于雙有源橋（Dual Active Bridge, DAB）變換器進行串并聯(lián)組合提出一種用于柔性直流配電的高頻鏈直流固態(tài)變壓器（DC Solid State Transformer, DCSST），其結(jié)構(gòu)如圖2所示，并介紹了相應(yīng)的控制和管理策略，但是由于集中電容的存在，該結(jié)構(gòu)在子模塊故障時無法將故障模塊隔離，降低了系統(tǒng)運行的安全性和可靠性。文獻[25]通過將Boost電路和DAB電路級聯(lián)作為直流固態(tài)變壓器的子模塊，提出了具有故障切除能力的直流固態(tài)變壓器，當某一DAB單元發(fā)生故障時，令相應(yīng)Boost電路的上管關(guān)斷、下管常通，并閉鎖故障DAB所有開關(guān)管使其從系統(tǒng)中切除，但該拓撲開關(guān)管數(shù)量較多。

基于以上分析，本文提出了一種雙有源橋集成Boost電路，并對其在脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation, PWM）+移相控制下的工作原理進行了分析。針對電-氫多能互補型微電網(wǎng)架構(gòu)中1 500V以及更高電壓等級直流母線與電解槽之間DC-DC環(huán)節(jié)的要求，對多個雙有源橋集成Boost電路以ISOP的方式進行組合，得到具有高輸入電壓等級、高輸出功率等級的ISOP型直流變壓器，并給出了相應(yīng)的控制策略的分析。最后通過實驗驗證了拓撲結(jié)構(gòu)的正確性和控制策略的有效性。

圖2 基于DAB變換器的DCSST拓撲結(jié)構(gòu)

1 拓撲結(jié)構(gòu)

由于ISOP型直流變壓器中的個模塊在輸入側(cè)串聯(lián)后接入直流母線，故輸入電壓等級得到了提高；輸出側(cè)并聯(lián)后與電解槽相連，故提高了傳輸功率的等級。相比于傳統(tǒng)的多個DAB變換器在輸入側(cè)串聯(lián)、輸出側(cè)并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，Boost變換器的嵌入使得故障處理變得更為簡單，考慮冗余運行進行子模塊個數(shù)設(shè)計，當其中某一子模塊（以模塊為例）發(fā)生故障時，只需令該模塊開關(guān)管S2常通并閉鎖其他的開關(guān)管即可將故障模塊從系統(tǒng)中切除。由于故障切除過程中輸入側(cè)電容pi沒有放電回路，所以避免了電容放電帶來的電流沖擊，并且故障消除后電容不需要重新充電，該模塊可以快速接入系統(tǒng)，提高了系統(tǒng)的可靠性和恢復能力。

圖3 ISOP型直流變壓器

2 工作原理

2.1 雙有源橋集成Boost變換器調(diào)制方式及工作原理分析

以圖3中的模塊1為例對雙有源橋集成Boost變換器采用PWM+移相控制方式，圖4為電路穩(wěn)態(tài)工作時在一個周期內(nèi)的工作波形，圖中，p1=bus/(c)。其中，bus為直流母線電壓，c為導通占空比。

定義：s為開關(guān)周期，hs為半個開關(guān)周期，s為開關(guān)頻率；變壓器一次側(cè)H橋第一個橋臂上管（即S11）導通角度與開關(guān)周期的比值為導通占空比c；以開關(guān)管S11驅(qū)動信號上升沿為基準，定義S15滯后S11的角度為一次側(cè)和二次側(cè)H橋之間的移相角；諧振電流r過零角為；諧振電流滯后二次側(cè)H橋橋臂中點電壓的角度為。電路正常運行時，一次側(cè)H橋同一橋臂的上下兩個開關(guān)管互補導通，不同橋臂相同位置開關(guān)管占空比相同且開通時刻相差180°；二次側(cè)H橋所有開關(guān)管以50%占空比導通，同一橋臂的上下兩個開關(guān)管互補導通，所有斜對角開關(guān)管同開同關(guān)。通過調(diào)節(jié)c，能夠使變壓器一次和二次電壓始終保持匹配，可一定程度上減小一次側(cè)H橋的回流功率，使變換器處于較好的工作狀態(tài)；通過控制c和即可控制功率傳輸?shù)拇笮『头较颉＝酉聛硪阅芰空騻鬟f為例介紹變換器的工作原理。

圖4 雙有源橋集成Boost電路工作原理

2.2 傳輸功率特性分析

采用交流分析法對所提出的變換器的傳輸功率特性進行分析。以模塊1為例，定義abf和cdf為原二次側(cè)H橋橋臂中點電壓的基波分量，結(jié)合圖4可得其表達式為

（2）

諧振槽電流表達式為

（3）

為表述簡便，這里定義：變換器中變壓器模塊的兩側(cè)電壓匹配比，即電壓增益，開關(guān)頻率與諧振頻率之比F=s/ri=s/r，諧振頻率，開關(guān)頻率。

由式（3）可以得出諧振電流峰值r1p的表達式為

（4）

令式（3）=0，可以得到諧振電流過零角的表達式為

結(jié)合圖4可知，+=p-2pc+，故

變壓器一次側(cè)諧振槽電容r1滿足

結(jié)合式（3）與式（8），可以得到式（9）所示諧振槽電容電壓ur1為

由式（9）可進一步得出諧振槽電容電壓峰值ur1p為

變換器的傳輸功率既能夠由輸入側(cè)計算也能由輸出側(cè)來計算，此處選擇由輸出側(cè)計算，故有

結(jié)合式（4）～式（7）和式（11）可以得出變換器的傳輸功率表達式為

（12）

根據(jù)式（12）得到以c=0.5，=p/2時的傳輸功率為基準值時，傳輸功率隨占空比c和移相角變化的等高線如圖5所示。從圖中可以看出：當占空比c一定時，改變移相角就可以改變傳輸功率的大小和方向，并且c越接近0.5，此時在全移相角范圍內(nèi)能達到的傳輸功率等級就越高；當輸入電壓變化時，若想在傳輸功率不變的情況下使得變壓器一、二次電壓始終保持匹配，只需改變占空比c并適當調(diào)節(jié)移相角即可。

忽略掉損耗時，增益1可由功率表達式求得，此時全部的功率均由負載所消耗，故有

圖5 傳輸功率隨占空比和移相角變化的等高線

式中，eq1為模塊1的等效負載。

2.3 雙有源橋集成Boost軟開關(guān)情況分析

依舊以圖3中的模塊1為例對雙有源橋集成Boost變換器的軟開關(guān)情況進行分析，變換器中的各開關(guān)管實現(xiàn)零電壓開關(guān)（Zero Voltage Switch, ZVS）開通的前提是在開關(guān)管開通之前有電流流過其寄生二極管。由圖4所示的一個周期內(nèi)變換器的工作波形可得，各開關(guān)管若要實現(xiàn)ZVS，其諧振槽電流必須滿足

結(jié)合式（15）和式（3）所示諧振槽電流表達式，可得雙有源橋集成Boost變換器的軟開關(guān)條件為

由式（16）可以看出，開關(guān)管S11和S13的軟開關(guān)條件相同，S12和S14的軟開關(guān)條件相同，但由變換器的工作原理分析可知，流過開關(guān)管S12的電流始終不經(jīng)過其寄生二極管，故開關(guān)管S12始終處于硬開關(guān)狀態(tài)，即雙有源橋集成Boost變換器工作過程中最多可保證有7個開關(guān)管實現(xiàn)ZVS開通。令式（16）中增益1分別取0.5、1和1.5，在0≤c≤1，-p≤≤p的取值范圍內(nèi)畫出圖6所示的軟開關(guān)區(qū)域。

圖6a為開關(guān)管S11和S13的軟開關(guān)區(qū)域，其中，B+C+D為增益1=0.5時的軟開關(guān)區(qū)域；B+C為1=1時的軟開關(guān)區(qū)域：D為1=1.5時的軟開關(guān)區(qū)域。從圖中可以看出，隨著1的增大，軟開關(guān)區(qū)域會逐漸縮小。

圖6b為開關(guān)管S14的軟開關(guān)區(qū)域，其中，B+C+D為1=0.5時的軟開關(guān)區(qū)域；B+C為1=1時軟開關(guān)區(qū)域；D為1=1.5時的軟開關(guān)區(qū)域。從圖中可以看出，隨著1的增大，軟開關(guān)區(qū)域會逐漸縮小。

由式（16）可知，當1＞1時，二次側(cè)H橋開關(guān)管S15～S18的軟開關(guān)條件恒成立，此處給出了圖6c所示1分別取0.2、0.5和0.8時，在0≤c≤1，-p≤≤p的取值范圍內(nèi)變換器的軟開關(guān)區(qū)域。B+ C+D為1=0.8時的軟開關(guān)區(qū)域；B+C為1=0.5時的軟開關(guān)區(qū)域。D為1=0.2時的軟開關(guān)區(qū)域。從圖中可以看出，當1＜1時，隨著1的增大，軟開關(guān)區(qū)域逐漸擴大。

2.4 ISOP型直流變壓器控制策略分析

令圖3所示的ISOP型直流變壓器一次側(cè)H橋相同位置開關(guān)管工作狀態(tài)相同，此時各子模塊第一個橋臂的上管（即S1）占空比均為c。系統(tǒng)穩(wěn)定運行時，忽略掉系統(tǒng)的功率損耗，各子模塊輸入、輸出功率滿足

由于各模塊在輸入側(cè)為串聯(lián)結(jié)構(gòu)，故各模塊在輸入側(cè)電流相等；輸出側(cè)為并聯(lián)結(jié)構(gòu)，故各模塊輸出側(cè)電壓相等。當功率完全傳輸時，控制輸入側(cè)電壓u相等即可使輸出側(cè)電流相等，進而達到各模塊的功率均衡。

由于輸入電壓與輸入側(cè)電容電壓滿足

其中

故對輸入電壓均衡的控制可轉(zhuǎn)化為控制各模塊輸入電容電壓的均衡。

對所提出的雙有源橋集成Boost變換器的ISOP型直流變壓器采用由輸入穩(wěn)壓閉環(huán)、輸入均壓閉環(huán)和輸出電壓閉環(huán)三部分聯(lián)合控制的控制策略。其中，輸入穩(wěn)壓閉環(huán)用于控制各模塊輸入側(cè)電容總電壓為恒定值，輸入均壓閉環(huán)用于控制各模塊輸入電壓的均衡，輸出電壓閉環(huán)用于控制輸出電壓的穩(wěn)定。

輸入穩(wěn)壓閉環(huán)中，各模塊輸入電壓參考值與輸入均壓參考值作差后經(jīng)調(diào)節(jié)器GI輸出S1導通占空比信號c，即PWM波信號，后經(jīng)PWM得到S1驅(qū)動信號并將其作為移相調(diào)制的基準信號。輸入均壓參考值為

定義橋間移相角與p的比值為移相占空比。輸入均壓環(huán)中，前-1個模塊的移相占空比修正信號p1～p(m1)由輸入均壓參考值與輸入電壓采樣值作差后經(jīng)過調(diào)節(jié)器GP后得到，第個模塊的移相占空比修正信號pm由前-1個模塊的移相占空比修正信號疊加取反得出。輸出電壓閉環(huán)中，輸出電壓參考值與采樣值作差后經(jīng)調(diào)節(jié)器GS輸出基本移相占空比信號o，然后與各模塊的移相占空比修正信號作差得到各模塊移相占空比信號的最終值1～d。

2.5 故障處理方案及仿真

基于雙有源橋集成Boost變換器的ISOP型直流變壓器的故障可分為內(nèi)部故障和外部故障。當外部故障時，為避免故障穿越至直流變壓器內(nèi)部，可閉鎖所有開關(guān)管的驅(qū)動信號斷開直流變壓器與外部系統(tǒng)之間的電氣連接。接下來對內(nèi)部故障的處理方案進行分析。

內(nèi)部故障情況下最理想的方案是在不增加開關(guān)器件的基礎(chǔ)上，通過控制現(xiàn)有開關(guān)管的驅(qū)動脈沖來切除故障子模塊。對于基于DAB變換器的直流固態(tài)變壓器，其串聯(lián)側(cè)電容形成了集成電容結(jié)構(gòu)，切除故障子模塊時，串聯(lián)側(cè)電容會被短路而產(chǎn)生沖擊電流，威脅系統(tǒng)的安全運行。而本文中基于雙有源橋集成Boost變換器的ISOP型直流變壓器串聯(lián)側(cè)為開關(guān)電容結(jié)構(gòu)，其可在不增加開關(guān)器件的基礎(chǔ)上切除故障子模塊，且不會使電容短路，圖7所示為子模塊故障處理流程。

假定系統(tǒng)中共有個子模塊，當檢測到子模塊故障后，控制系統(tǒng)將S2的驅(qū)動脈沖置于高電平來使其始終處于導通狀態(tài)，同時閉鎖S1、S3～S8的驅(qū)動信號從而將該模塊切除。此時子模塊的個數(shù)降為-1，但由于輸入穩(wěn)壓環(huán)對S1導通占空比c進行調(diào)整，使得故障切除前后c滿足

圖7 子模塊故障處理流程

Fig.7 The flow chart of the sub-module fault handling scheme

式中，c1、c2為故障子模塊切除前、后S1的占空比。即可保持各子模塊電容兩端電壓pi不變，從而保證了變壓器兩側(cè)的電壓匹配，同時對移相角進行相應(yīng)的調(diào)整，以保證系統(tǒng)總輸出功率不變。

待故障子模塊恢復后，再使所有開關(guān)管的驅(qū)動信號恢復正常，系統(tǒng)可恢復至原來的運行狀態(tài)。由于故障子模塊切除過程中其電容pi沒有放電回路，所以避免了電容短路所產(chǎn)生的電流沖擊，而且故障修復后該電容不需重新充電，該子模塊能夠快速接入系統(tǒng)，提高了系統(tǒng)的可靠性和恢復能力。

2.6 ISOP型直流變壓器容錯方案設(shè)計

由2.1節(jié)中變換器工作原理可知，對基于該變換器的ISOP型直流變壓器的控制，需要在輸入電壓最大波動范圍內(nèi)保持各子模塊一、二次電壓匹配，假設(shè)系統(tǒng)輸入電壓為bus時，各子模塊串聯(lián)側(cè)電容電壓幅值為pi才能保持各子模塊一、二次電壓匹配。所以設(shè)計時在bus的波動范圍內(nèi)需滿足

式中，bus-max為bus在其波動范圍內(nèi)可能達到的最大值。由于0＜c＜1，所以由式（21）可得子模塊數(shù)量滿足

假設(shè)運行過程中有個子模塊故障而被切除，為了使系統(tǒng)可以在原輸入電壓等級下繼續(xù)安全運行，且各子模塊依舊保持在電壓匹配的工作狀態(tài)，子模塊數(shù)量和故障子模塊數(shù)量最大值max之間存在關(guān)系為

由2.5節(jié)分析可知，故障子模塊切除后，系統(tǒng)總傳輸功率是不變的，所以非故障子模塊所承擔的傳輸功率將增加，當故障子模塊超過最大值xmax后，各子模塊可能會超過其可承受的最大功率值，直至過電流、發(fā)熱而發(fā)生故障。為保證系統(tǒng)在上述情況下仍保持正常運行，需進行容錯方案設(shè)計，給系統(tǒng)設(shè)置一定的備用容量。本文中選用熱備用形式，即正常狀態(tài)下備用子模塊串聯(lián)側(cè)的電容已充電完畢，可以隨時快速投入運行。圖8所示為系統(tǒng)容錯方案的流程。

從圖8可知，系統(tǒng)啟動時，各子模塊串聯(lián)側(cè)電容均已充滿電。根據(jù)工作需求將個子模塊投入運行，對各子模塊運行狀況進行實時電氣量檢測。系統(tǒng)正常運行時，熱備用子模塊不參與運行；故障子模塊數(shù)未達限值max時，通過調(diào)節(jié)占空比和移相角，系統(tǒng)依舊可以正常運行，無需投入熱備用子模塊；當故障子模塊數(shù)達到限值max后，根據(jù)需要將一定數(shù)量的熱備用子模塊投入運行，同時將故障子模塊的驅(qū)動加至新投入的子模塊上，系統(tǒng)經(jīng)調(diào)節(jié)后可繼續(xù)安全穩(wěn)定運行。

3 仿真與實驗結(jié)果及分析

為了驗證理論分析的正確性，搭建了圖9所示由兩個雙有源橋集成Boost模塊組成的實驗樣機?？刂撇糠种饕葾RM（STM32F103VET6）和現(xiàn)場可編程門陣列（Field Programmable Gate Array, FPGA）（EP4CE6）組成，其中大部分信息的處理由STM32完成，F(xiàn)PGA負責接收ARM發(fā)出的數(shù)據(jù)并以其并行發(fā)波的優(yōu)勢發(fā)出兩組同步的PWM信號，二者通過可變靜態(tài)存儲控制器（Flexible Static Memory Controller, FSMC）進行數(shù)據(jù)流的傳輸。驅(qū)動部分選用IR2110驅(qū)動芯片，每片IR2110驅(qū)動同一橋臂上互補導通的兩只開關(guān)管。

圖9 實驗樣機

由前文可知，當電壓匹配比為1時變換器處于較好的工作狀態(tài)，故本文選擇令變換器始終處于電壓匹配的工作狀態(tài)，諧振槽參數(shù)的選擇則綜合考慮了其對電壓匹配比、諧振槽電流峰值r1p和諧振槽電容兩端電壓峰值Ur1p等方面的影響后結(jié)合品質(zhì)因數(shù)1和頻率比1的定義式求得。實驗樣機的主要電氣參數(shù)見表1。

表1 ISOP型直流變壓器實驗參數(shù)

Tab.1 Experimental parameters of ISOP type DC transformer

圖10為雙有源橋集成Boost變換器穩(wěn)定運行時的波形。從圖中可以看出，此時變壓器一次電壓幅值ab=90V，二次電壓cd=60V，兩者仍舊處于匹配狀態(tài)。所以當輸入電壓不同時，通過調(diào)節(jié)占空比和移相角的值，可以使變換器始終工作在電壓匹配狀態(tài)，實驗結(jié)果與理論推導相符。

圖10 電路穩(wěn)態(tài)運行波形

圖11為PWM+移相控制方式下雙有源橋集成Boost變換器的軟開關(guān)實驗波形及對應(yīng)細節(jié)圖。從實驗波形可以看出，此時除開關(guān)管S2為硬開通以外，其他所有開關(guān)管均實現(xiàn)了ZVS開通，與理論分析一致。

圖12為輸入電壓擾動時雙有源橋集成Boost變換器實驗波形，從圖中可以看出：PWM+移相控制方式下，加入輸入電壓擾動前后，變壓器一次和二次電壓始終維持在恒定值，保證了電壓的匹配，并且調(diào)節(jié)時間較短，達到了良好的控制效果。

圖12 輸入電壓擾動時雙有源橋集成Boost變換器實驗波形

圖13為ISOP型直流變壓器均壓控制前后各子模塊在輸入側(cè)的電容電壓波形對比。從圖中可以看出，均壓控制前各子模塊在串聯(lián)側(cè)的電壓存在較大差異，均壓控制后串聯(lián)側(cè)電壓經(jīng)調(diào)節(jié)后保持相等，達到了較好的控制效果。

圖14為系統(tǒng)加入均壓控制且穩(wěn)定運行后總輸入電壓擾動時的實驗波形。

由圖14可以看出，均壓控制下各子模塊在發(fā)生電壓擾動時仍能保證串聯(lián)側(cè)的電壓均衡；并且由于輸入穩(wěn)壓環(huán)和輸出電壓環(huán)的調(diào)節(jié)作用，各子模塊串聯(lián)側(cè)電壓和系統(tǒng)輸出電壓均始終保持恒定，保證了變壓器兩側(cè)的電壓匹配，達到了良好的控制效果。

圖13 均壓前后對比實驗波形

圖14 輸入電壓擾動ISOP型直流變壓器實驗波形

圖15為故障處理過程中各子模塊輸入電壓u和電容電壓pi的仿真波形，由圖15a可以看出，子模塊2的輸入電壓2在0.15s處降為0，該模塊被切除，而1和3經(jīng)調(diào)整后保持不變；由圖15b可知，子模塊2被切除后，p2始終保持在180V，說明電容未放電，p1和p3經(jīng)調(diào)節(jié)后也保持不變。0.3s處子模塊2投入系統(tǒng)，各子模塊輸入電壓和電容電壓經(jīng)調(diào)整后均趨于穩(wěn)定，系統(tǒng)回到故障前運行狀態(tài)。

圖15 故障處理過程中串聯(lián)側(cè)輸入電壓及電容電壓仿真波形

圖16給出了故障處理過程中各子模塊變壓器一次電流及輸出電流仿真波形?？梢钥闯觯?.15s處故障子模塊2切除后，其變壓器一次電流r2降為0，r1和r3經(jīng)過調(diào)節(jié)后達到新的穩(wěn)態(tài)，系統(tǒng)依舊穩(wěn)定運行；子模塊2輸出電流s2在0.15s處也降為0，s1和s3經(jīng)調(diào)節(jié)后達到新的穩(wěn)態(tài)；0.3s處子模塊2恢復運行，各子模塊變壓器一次電流及輸出電流經(jīng)調(diào)節(jié)后趨于穩(wěn)定，系統(tǒng)恢復到故障前運行狀態(tài)。整個過程中因子模塊2串聯(lián)側(cè)電容未放電，所以該模塊切除瞬間沒有出現(xiàn)幅值很高的沖擊電流，保證了系統(tǒng)安全運行。

圖16 各子模塊變壓器一次電流及輸出電流仿真波形

Fig16 Simulation waveforms of primary current and output current of each sub-module

圖17所示為子模塊2切除過程中ISOP型直流變壓器輸入電壓bus、輸入電感電流i、輸出電壓o和輸出電流s的仿真波形。

從圖17中可以看出，在故障處理和恢復過程中，i、o和s經(jīng)調(diào)節(jié)后均能夠保持穩(wěn)定。此外，整個過程中，bus、i、o和s的幅值經(jīng)調(diào)節(jié)后保持不變，說明故障處理過程中沒有影響到系統(tǒng)總的功率傳輸。結(jié)合圖15b中各子模塊串聯(lián)側(cè)電容電壓pi和圖17中輸出電壓o的波形可以看出，二者在故障處理過程中的穩(wěn)態(tài)幅值保持不變，說明各子模塊可以始終工作在電壓匹配狀態(tài)。

圖17 系統(tǒng)輸入輸出側(cè)電壓及電流仿真波形

由上述仿真及實驗結(jié)果及分析可得，在穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)工作狀態(tài)下，基于本文所提出的雙有源橋集成Boost變換器的ISOP型直流變壓器均能夠穩(wěn)定運行，所采用的控制策略也能夠達到較好的控制效果，并且能夠在子模塊故障時對其進行隔離而不產(chǎn)生大的電流沖擊，驗證了所提出的電路拓撲的正確性以及控制策略的有效性。

4 結(jié)論

本文提出了一種可應(yīng)用于電-氫多能互補微電網(wǎng)中的以雙有源橋集成Boost變換器為子模塊的ISOP型直流變壓器，對變換器在PWM+移相控制方式下的工作原理和軟開關(guān)情況進行了分析，并對基于該變換器的ISOP型直流變壓器的控制策略、故障處理方案和容錯方案進行了介紹。最后搭建了實驗樣機對理論分析進行了驗證。理論和實驗均表明，雙有源橋集成Boost變換器在PWM+移相控制方式下能夠穩(wěn)定運行，并且工作過程中可以實現(xiàn)最多7個開關(guān)管的ZVS；在輸入穩(wěn)壓閉環(huán)、輸入均壓閉環(huán)和輸出電壓閉環(huán)共同構(gòu)成的控制策略下，基于該變換器的ISOP型直流變壓器可以實現(xiàn)串聯(lián)側(cè)的電壓均衡，并聯(lián)側(cè)的電壓穩(wěn)定以及各子模塊變壓器一、二次電壓匹配并且具有良好的動態(tài)特性。

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Topology and Control Strategy of Dual Active Bridge Integrated Boost Circuit for Electro-Hydrogen Multi-Energy Complementary Microgrid

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation & Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

This paper proposes a dual active bridge (DAB) integrated Boost converter, and analyzes its working principle and soft switching under the PWM+phase shift control mode. By combining a plurality of dual active bridge integrated Boost converters, an input series output parallel (ISOP) type DC transformer is obtained that can be applied to the DC/DC link between the high voltage level DC bus and the hydrogen production cell in the electro-hydrogen multi-energy complementary microgrid. Through the combined control of the output voltage control loop, the input voltage regulation loop and the input voltage balance loop, the ISOP type DC transformer can achieve voltage equalization on the series side, voltage stability on the parallel side, and voltage matching between the primary and secondary sides of the transformer of each submodule. Based on the theoretical analysis, an experimental prototype with STM32+FPGA as the core controller is built. The experimental results have verified the correctness of the proposed topology and the effectiveness of the control strategy.

Microgrid, hydrogen production, DC-DC converter, switches-multiplexed, input series output parallel (ISOP) type transformer

TM461

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.190960

河北省重點研發(fā)項目基金（19214405D）和國家自然科學基金（51677162）資助項目。

2019-07-27

2021-01-02

孫孝峰 男，1970年生，教授，博士生導師，主要研究方向為變流器拓撲及波形控制技術(shù)、功率因數(shù)校正與有源濾波技術(shù)、新能源變換與組網(wǎng)技術(shù)。E-mail: sxf@ysu.edu.cn（通信作者）

張繪欣 女，1994年生，碩士研究生，研究方向為雙向直流變換器拓撲及其控制。E-mail: 1107225943@qq.com

（編輯 崔文靜）