諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器

呂尋齋 劉雪山 周 群 史 旭 賀明智

諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器

呂尋齋 劉雪山 周 群 史 旭 賀明智

（四川大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 610065）

該文提出一種諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器。所提出的LED驅(qū)動(dòng)器由前級Buck-Boost功率因數(shù)校正（PFC）變換器與后級諧振式多路均流輸出DC-DC變換器通過一個(gè)有源開關(guān)整合而成，簡化了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制回路。該LED驅(qū)動(dòng)器利用諧振電容的電荷平衡實(shí)現(xiàn)多路輸出的均流控制，因此只需控制其中一條輸出支路的電流，其他輸出支路可實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均流。利用寬帶寬電壓模式控制環(huán)路，消除了Buck-Boost PFC變換器輸出電壓紋波對各輸出支路的影響，即實(shí)現(xiàn)了多路低電流紋波輸出。最后搭建了一臺(tái)82W的三路恒流輸出實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

多路均流 Buck-Boost LED驅(qū)動(dòng)器 功率因數(shù)校正

0 引言

發(fā)光二極管（Light Emitting Diode, LED）與傳統(tǒng)照明燈相比，具有效率高、壽命長、無污染、質(zhì)量輕、體積小等優(yōu)點(diǎn)，目前應(yīng)用廣泛，逐步取代傳統(tǒng)的照明，如熒光燈、白熾燈和鹵素?zé)鬧1]。為了滿足國際諧波標(biāo)準(zhǔn)IEC 61000-3-2的要求，LED驅(qū)動(dòng)器需要在滿足輸出功率的同時(shí)也具有功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC）功能[2]。因此，具有功率因數(shù)校正功能的LED驅(qū)動(dòng)器技術(shù)近些年也被廣泛關(guān)注[3-4]。

LED的亮度取決于其上流過的電流，由于受封裝的限制，單顆LED的光通量有限[5]。為了實(shí)現(xiàn)所需的亮度，最簡單的方法是將多顆LED串聯(lián)。但是，隨著串聯(lián)的LED數(shù)量的增加，LED串兩端的電壓也相應(yīng)增加，從而增加驅(qū)動(dòng)器的設(shè)計(jì)難度并降低其工作的可靠性[6]。因此，較可行的方法是將多顆LED串并聯(lián)，以達(dá)到相應(yīng)的亮度要求和合適的端電壓[6]。

由于單顆LED的特性差異，每顆LED的正向壓降會(huì)有所不同。此外，由于LED正向電壓的負(fù)溫度系數(shù)特性會(huì)加劇對每個(gè)LED串的電流不平衡問題，從而導(dǎo)致LED照明系統(tǒng)壽命的縮短以及嚴(yán)重的亮度不均衡[7-9]。因此，需要對多路并聯(lián)的LED串進(jìn)行電流均衡控制。近年來，學(xué)術(shù)界已經(jīng)提出了多種實(shí)現(xiàn)均流的方法，其中包括無源均流和有源均流技術(shù)[10-12]。相比于有源均流技術(shù)，基于電容電荷平衡的無源均流技術(shù)具有高功率密度和損耗小等優(yōu) 點(diǎn)[13-14]。然而大多數(shù)基于電容電荷平衡的無源均流驅(qū)動(dòng)器需要多個(gè)開關(guān)管和多個(gè)變壓器繞組，導(dǎo)致LED驅(qū)動(dòng)器的體積較大。文獻(xiàn)[15]中提出一種單開關(guān)多路均流的方法，但在減少開關(guān)管數(shù)量和電路體積的同時(shí)也帶來新的問題，即輸入電流存在死區(qū)且輸出電流的紋波較大。文獻(xiàn)[16]解決了單路低紋波輸出的問題，要想擴(kuò)展成多路輸出還需增加變壓器繞組，增加了LED驅(qū)動(dòng)器的復(fù)雜度。

本文在文獻(xiàn)[15-16]的基礎(chǔ)上，提出了一種諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器。所提出的LED驅(qū)動(dòng)器通過兩級整合式結(jié)構(gòu)，即具有前級Buck-Boost PFC變換器高PF值的特點(diǎn)，又具有后級諧振式多路均流輸出DC-DC變換器可多路均流輸出的特點(diǎn)。通過中間儲(chǔ)能電容的功率平衡，可極大地降低輸出電流的二倍工頻紋波。同時(shí)，利用寬帶寬電壓模式控制，進(jìn)一步將輸出電流的紋波降低，實(shí)現(xiàn)了低電流紋波輸出。最后搭建了一臺(tái)82W三路恒流輸出實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 工作原理分析

如圖1所示為諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器的電路框圖，它由整流橋VDb、輸入濾波電感f、輸入濾波電容f和共用了一個(gè)開關(guān)管的Buck-Boost PFC變換器與諧振式多路均流輸出DC-DC變換器構(gòu)成。其中，二極管VD1、VD2中間儲(chǔ)能電容B電感B和開關(guān)管S構(gòu)成了前級的Buck-Boost PFC單元，而后級的諧振式多路均流輸出DC-DC變換器由中間儲(chǔ)能電容B、開關(guān)管S、變壓器T1、諧振電容r1和r2續(xù)流二極管VD4、VD5、VD6和輸出電容123構(gòu)成。中間儲(chǔ)能電容B既是前級Buck-Boost PFC變換器的輸出電容，又是后級諧振式多路均流輸出DC-DC變換器的輸入電源。它可以平衡脈動(dòng)的前級Buck-Boost PFC變換器的瞬態(tài)輸入功率與恒定的后級諧振式多路均流輸出DC-DC變換器的輸出功率，因此所提出的LED驅(qū)動(dòng)器可以極大地降低流過LED的二倍工頻電流紋波[17]。同時(shí)，通過后級的快環(huán)控制進(jìn)一步減小了輸出電流的紋波，從而實(shí)現(xiàn)了低紋波輸出。因?yàn)楣ぷ髟跀嗬m(xù)導(dǎo)電模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM）的Buck-Boost PFC變換器具有PF值高、控制相對簡單等優(yōu)點(diǎn)，所以前級的Buck-Boost PFC變換器選擇工作在DCM[16]。而后級的諧振式多路均流輸出DC-DC變換器選擇工作在臨界連續(xù)導(dǎo)電模式（Critical Conduction Mode, CRM），此時(shí)變換器具有較高的效率。

圖1 諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器的電路框圖

如圖1所示，該電路的控制部分由采樣電阻s、誤差放大器EA1、比較器CMP1、變壓器輔助繞組電壓過零檢測電路、RS觸發(fā)器和MOSFET驅(qū)動(dòng)器等構(gòu)成。通過電壓模式控制，輸出電流o1被設(shè)定為ref/s，其中，s為電流o1的采樣電阻，ref為控制環(huán)的參考電壓。當(dāng)o1大于設(shè)定值時(shí)，rs＞ref，誤差放大器EA1輸出電壓減小，比較器COMP1輸出高電平時(shí)間增加，即開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間減?。划?dāng)o1小于設(shè)定值時(shí)，rs＜ref，誤差放大器EA1輸出電壓升高，比較器COMP1輸出高電平時(shí)間減小，即開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間增大。控制環(huán)路通過調(diào)節(jié)開關(guān)管S的導(dǎo)通時(shí)間控制輸出電流的恒定；同時(shí)，通過對變壓器輔助繞組電壓過零檢測來控制開關(guān)管S的導(dǎo)通，通過解耦電容r1和r2的充放電平衡，輸出電流o2、o3均等于o1。

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，該驅(qū)動(dòng)器有4個(gè)工作模態(tài)，諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器各個(gè)模態(tài)的等效電路如圖2所示。

圖2 諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器各個(gè)模態(tài)的等效電路

（1）模態(tài)Ⅰ[0,1]：如圖2a所示，在0時(shí)刻開關(guān)管S導(dǎo)通，電源給電感B充電，電感B兩端的電壓等于輸入電壓|in|，電感電流B線性增加，電容B通過變壓器向二次側(cè)傳遞能量，此時(shí)變壓器勵(lì)磁電感的電流im線性增加，變壓器二次側(cè)漏感k分別與電容r1r2發(fā)生諧振，變壓器二次電流s為變壓器漏感k與諧振電容r1、r2諧振電流之和，變壓器的一次電流等于勵(lì)磁電流與s/之和。在1時(shí)刻諧振結(jié)束，此時(shí)變壓器二次電流s為零，二極管VD4和VD6零電流關(guān)斷，此時(shí)該模態(tài)結(jié)束，變壓器二次電流為

其中

式中，s()為變壓器二次電流；ir1()和ir2()分別為電容r1與r2的電流；vr1()和vr2()分別為電容r1和r2兩端的電壓。

由基爾霍夫電壓定律可得

式中，B為中間儲(chǔ)能電容B的電壓；o1和o3分別為支路1和支路3的輸出電壓；k為變壓器二次側(cè)漏感；為變壓器電壓比。

由式（1）～式（3）可解得

其中

式中，a為諧振角頻率；1為模態(tài)Ⅰ持續(xù)的時(shí)間。

（2）模態(tài)Ⅱ[1,2]：如圖2b所示，在1時(shí)刻開關(guān)管S保持導(dǎo)通的狀態(tài)。電感B的電流B繼續(xù)線性增加，變壓器勵(lì)磁電流im線性增加，一直持續(xù)到該模態(tài)結(jié)束。電感B的電流B與勵(lì)磁電感電流im可分別表示為

其中

（3）模態(tài)Ⅲ[2,3]：如圖2c所示，在2時(shí)刻開關(guān)管S關(guān)斷，電感B通過二極管VD2構(gòu)成的續(xù)流回路給儲(chǔ)能電容B充電，電感B的電流B可表示為

當(dāng)B為零時(shí)該模態(tài)結(jié)束，該模態(tài)的時(shí)間為

式中，on為開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間；3為模態(tài)Ⅲ持續(xù)的時(shí)間。

（4）模態(tài)Ⅳ[3,4]：如圖2d所示，在3時(shí)刻開關(guān)管S保持關(guān)斷的狀態(tài)，電感B的電流B為零。由于勵(lì)磁電感m遠(yuǎn)大于二次側(cè)漏感k，所以變壓器二次側(cè)漏感k兩端的電壓可以忽略。由于r1與r2足夠大，故認(rèn)為其上的電壓近似等于其平均電壓，因此可以認(rèn)為勵(lì)磁電感電流im線性減小。在4時(shí)刻，im減小到零，二極管VD5零電流關(guān)斷，此時(shí)該模態(tài)和一個(gè)開關(guān)周期同時(shí)結(jié)束。勵(lì)磁電感電流可表示為

其中

式中，vr1-avg和vr2-avg分別為電容r1和r2的平均電壓。

2 工作特性分析

2.1 在半個(gè)工頻周期內(nèi)的輸入電流及功率因數(shù)分析

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，對前級Buck-Boost PFC變換器的電感B，由伏秒平衡原理可得

式中，g為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的輸入電壓；為占空比；S為開關(guān)周期；1S為前級Buck-Boost PFC變換器的電感電流B的下降時(shí)間。

圖3為諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器的前級Buck-Boost PFC單元的電感B工作在DCM下電流B的波形。

圖3 電流iB波形

由式（6）可以看出，在半個(gè)工頻周期內(nèi)電感B的電流B()隨著輸入電壓的變化而變化，在輸入電壓的峰值處達(dá)到最大，可得

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)B的平均值為

則半個(gè)工頻周期內(nèi)諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器的輸入平均電流為

由式（14）可得輸入有功功率in和輸入電流有效值rms分別為

由式（15）和式（16）可以得到所提出的LED驅(qū)動(dòng)器的功率因數(shù)為

所以與傳統(tǒng)的Buck-Boost PFC變換器類似，本文提出的整合式結(jié)構(gòu)的前級Buck-Boost PFC變換器工作在DCM時(shí)，其輸入電流的功率因數(shù)仍為單位功率因數(shù)。

2.2 均流特性分析

圖4為所提出的LED驅(qū)動(dòng)器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的主要波形。

圖4 穩(wěn)態(tài)時(shí)的主要波形

因?yàn)樵谝粋€(gè)開關(guān)周期電容電荷平衡，所以模態(tài)Ⅰ諧振電容r1儲(chǔ)存的電荷量等于在模態(tài)Ⅲ和模態(tài)Ⅳ釋放的電荷量，從而可以列寫方程為

式中，1ch為諧振電容r1在模態(tài)Ⅰ與變壓器漏感k諧振時(shí)儲(chǔ)存的電荷量；1dis為諧振電容r1在模Ⅲ和模態(tài)Ⅳ釋放的電荷量。在一個(gè)開關(guān)周期流過二極管VD4和VD5的平均電流D4-avg、D5-avg可表示為

同理可得，二極管VD6的平均電流D6-avg為

由式（19）和式（20）可得

由于輸出濾波電容足夠大，在一個(gè)開關(guān)周期，三路輸出電流o1o2和o3分別等于流過二極管VD4VD5和VD6的平均電流，從而實(shí)現(xiàn)了三路輸出的電流平衡，即

根據(jù)電容的電荷平衡原理，在一個(gè)開關(guān)周期，由于諧振電容r1和r2的充放電平衡，三條輸出支路的電流自動(dòng)實(shí)現(xiàn)了均流的功能，因此只需要控制其中一條輸出支路的電流恒定即可實(shí)現(xiàn)所有支路的電流恒定，簡化了控制電路，減小了驅(qū)動(dòng)器的體積。

2.3 儲(chǔ)能電容CB的電壓應(yīng)力分析

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，對變壓器勵(lì)磁電感m，由伏秒平衡原理可得

式中，o2為支路2的輸出電壓。

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，對變壓器漏感k，由伏秒平衡原理可得

由式（24）可得

忽略r1、r2的電壓波動(dòng)，第二支路輸出電流的平均值可近似為

對于處于穩(wěn)態(tài)的理想驅(qū)動(dòng)器，其在半個(gè)工頻周期內(nèi)的輸入輸出功率守恒，且由式（14）和式（26），可得

式中，o為輸出功率。由式（23）～式（25）和式（27）可解得

其中

由式（28）可得，當(dāng)輸出電壓確定時(shí)，中間儲(chǔ)能電容的電壓值B與變壓器勵(lì)磁電感m和前級Buck-Boost PFC變換器的儲(chǔ)能電感B的比值、變壓器的一次、二次側(cè)電壓比和輸入電壓的峰值m有關(guān)。這就為第3節(jié)的參數(shù)設(shè)計(jì)提供了依據(jù)。

2.4 電感LB工作模式分析

為了使電感B工作在DCM下，電感B的放電時(shí)間應(yīng)小于開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間，即

由式（11）和式（29）解得

當(dāng)滿足式（30）時(shí)，前級Buck-Boost PFC變換器的電感B工作在DCM。

2.5 開關(guān)頻率分析

由式（27）可得開關(guān)管的開關(guān)頻率為

由式（23）和式（25）可解得

由式（31）可知，當(dāng)輸出電壓一定時(shí)，驅(qū)動(dòng)器的頻率與變壓器電壓比、中間儲(chǔ)能電容電壓B、和變壓器的勵(lì)磁電感m有關(guān)，當(dāng)、確定時(shí)，B也同時(shí)確定，可見s隨著m的變化而變化。這就為第3節(jié)的參數(shù)設(shè)計(jì)提供了依據(jù)。

2.6 開關(guān)管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力

在模態(tài)Ⅲ和模態(tài)Ⅳ開關(guān)管S關(guān)斷，此時(shí)其承受的最大電壓應(yīng)力可以表示為

由式（33）可知，在AC 175～265V輸入電壓范圍內(nèi)，本文所提出拓?fù)涞拈_關(guān)管的電壓應(yīng)力可設(shè)計(jì)在650V以內(nèi)，與傳統(tǒng)反激式或Buck-Boost PFC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的電壓應(yīng)力接近，采用650V的主流開關(guān)管均可實(shí)現(xiàn)較寬輸入電壓范圍內(nèi)的應(yīng)用。

在模態(tài)Ⅰ和模態(tài)Ⅱ開關(guān)管S導(dǎo)通，此時(shí)流過開關(guān)管S的電流為

由式（34）可知，流過開關(guān)管S的電流在模態(tài)Ⅰ與模態(tài)Ⅱ分別有不同的表達(dá)式，在模態(tài)Ⅰ時(shí)開關(guān)管S電流的峰值出現(xiàn)在1/2時(shí)刻，模態(tài)Ⅱ時(shí)開關(guān)管S電流的峰值出現(xiàn)在2時(shí)刻。所以流過開關(guān)管S的最大電流可以表示為

由式（35）可知，當(dāng)M-max在1/2時(shí)刻取得最大值時(shí)，此時(shí)諧振電流為主要分量，故諧振電流的峰值不能太大，應(yīng)盡可能地增大諧振電容，同時(shí)要保證1＜o(jì)n。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 電感LB、Lm和電壓比n的設(shè)計(jì)

電感B、m和電壓比的設(shè)計(jì)流程如圖5所示，參數(shù)設(shè)計(jì)可以按照該流程依次進(jìn)行。

圖5 LB、Lm和n的設(shè)計(jì)流程

3.1.1 計(jì)算max和

對于Buck-Boost PFC變換器在低輸入電壓時(shí)更容易進(jìn)入連續(xù)模式，應(yīng)該在低輸入電壓時(shí)設(shè)計(jì)參數(shù)，考慮到高壓輸入時(shí)電壓應(yīng)力等因素，式（30）中B=165V，得＜0.4。本文設(shè)計(jì)中取=0.39。

由式（23）可得

將=0.39代入式（36），可得=1.8。

3.1.2 計(jì)算

由式（28）可得

將上述獲取參數(shù)代入式（37），可得4.2。

3.1.3 計(jì)算B與m

由式（31）可以得到s與峰值電壓m的關(guān)系，如圖6所示，m范圍為245～375V、輸出電壓o1=o2=o3=78V、輸出電流o1=o2=o3=350mA、1.8、=4.2。從圖中可以看出，在相同的輸入電壓下，m越小開關(guān)頻率s越大，在同一m下，隨著輸入電壓峰值的增大開關(guān)頻率逐漸減小。為了避免音頻噪聲，開關(guān)管的最小開關(guān)頻率應(yīng)該在20kHz以上，但隨著開關(guān)頻率的增加，開關(guān)損耗也增加。綜合考慮m= 1.6mH，則B=380mH。

圖6 fs與峰值電壓Vm的關(guān)系

3.1.4 驗(yàn)證

把以上三步得到的參數(shù)代入式（28）可得到B與峰值電壓m的關(guān)系，如圖7所示。o2=78V，=4.2，=1.8，從圖中可知，在最大輸入峰值電壓處B= 186V，開關(guān)管的電壓應(yīng)力為561V，并且以上參數(shù)滿足式（29），即滿足前級Buck-Boost PFC變換器工作在DCM的條件。因此以上參數(shù)符合設(shè)計(jì)要求。

圖7 vB與峰值電壓Vm的關(guān)系

3.2 中間儲(chǔ)能電容CB的設(shè)計(jì)

由第1節(jié)的模態(tài)分析可知，在半個(gè)工頻周期內(nèi)應(yīng)該先計(jì)算出B的峰峰值DB，然后再來計(jì)算電容B。在一個(gè)完整的開關(guān)周期內(nèi)可以得iB的平均電流為

式中，iB-avg為電容B的平均電流；B-avg為電感B的平均電流；M-avg為開關(guān)管的平均電流。

由電感B的伏秒平衡以及模態(tài)分析，可得在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電感B的平均電流為

由圖（1）以及模態(tài)分析可知，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流過開關(guān)管的平均電流為

由式（38）～式（40），在半個(gè)工頻周期內(nèi)電壓B的紋波為

式中，L為一個(gè)工頻周期；B為中間儲(chǔ)能電容的 容值。

如圖8所示為紋波電壓DB的波形，在半個(gè)工頻周期內(nèi)，紋波電壓DB的峰峰值等于最大值DB(max)與最小值DB(min)的差值，并且當(dāng)DB達(dá)到最大值或者最小值時(shí)，其增量等于零，那么

由式（42）可解得，DB達(dá)到極值的時(shí)刻為

電容B的設(shè)計(jì)目標(biāo)是保證在B的整個(gè)變化范圍內(nèi)，紋波電壓DB不高于0.1B[16]。通過式（4）、式（5）、式（42）～式（44）以及3.1節(jié)中確定的B和m的參數(shù)可以得到B與m的關(guān)系如圖9所示。從圖9可得，B隨著m的增大而增大，所以，當(dāng)m取最大值時(shí)，B也最大。最終選擇B=470mF。

3.3 諧振電容的設(shè)計(jì)

為了滿足諧振時(shí)間小于開關(guān)管S的導(dǎo)通時(shí)間，即1＜o(jì)n。由式（4）和式（27）可得諧振電容為

圖9 儲(chǔ)能電容CB與峰值電壓Vm的關(guān)系

由式（28）、式（32）和式（45）可以得到諧振電容Cr關(guān)于輸入電壓峰值Vm的關(guān)系如圖10所示。vo1=vo2=vo3=78V，Po=82W，LB=380mH和Lk=2.8mH，n=1.8。從圖10中可以看出，隨著輸入電壓峰值Vm的增大，諧振電容Cr急劇減小。

由式（4）和式（5），諧振電流的峰值和諧振時(shí)間與漏感k和諧振電容r的取值有關(guān)。r越大，諧振電流的峰值越小，但同時(shí)諧振時(shí)間也越長，當(dāng)r足夠大時(shí)，就會(huì)導(dǎo)致諧振時(shí)間1大于開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間on，從而導(dǎo)致二極管VD4、VD5和VD6無法實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，增加驅(qū)動(dòng)器的損耗。由圖10所示的曲線將諧振電容r取為100nF。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析和參數(shù)設(shè)計(jì)的正確性與方案的有效性，對本文提出的LED驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。搭建了一臺(tái)輸入電壓范圍為AC 175～265V、功率為82W三路輸出的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖11所示。樣機(jī)的電路參數(shù)由第3節(jié)中所確定，見表1。

當(dāng)開關(guān)管S關(guān)斷時(shí)，由于漏感k電流的突變將會(huì)在其兩端產(chǎn)生一個(gè)很高的電壓，并且漏感越大，驅(qū)動(dòng)器的損耗也越大，為了減小漏感引起的突變電壓和損耗，所以盡可能地將變壓器的漏感減到最小。通過三明治繞法繞制變壓器，最終測得變壓器的二次側(cè)漏感為2.8mH。

圖11 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

表1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的參數(shù)

Tab.1 Circuit parameters of prototype

額定負(fù)載下，本文提出的LED驅(qū)動(dòng)器輸入電壓與輸入電流波形如圖12所示，從圖中可以看出，輸入電流與輸入電壓同相位。由泰克PA1000單相功率分析儀測得樣機(jī)的PF值在輸入電壓AC 220V時(shí)為0.995，很好地實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，該LED驅(qū)動(dòng)器的變壓器一次電流與二次電流如圖13所示，從圖13可以看出，二極管VD4～VD6都實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷，減小了驅(qū)動(dòng)器的損耗。當(dāng)二極管VD5零電流關(guān)斷以后，系統(tǒng)檢測到勵(lì)磁電感電流為零，觸發(fā)開關(guān)管S導(dǎo)通，從而后級諧振式多路均流輸出，DC-DC變換器實(shí)現(xiàn)了工作在CRM。

圖12 輸入電壓vin與輸入電流iin的波形

圖13 變壓器的一次、二次電流波形

圖14所示為所提出LED驅(qū)動(dòng)器在AC 220V 輸入電壓的情況下的起動(dòng)波形?？梢钥闯?，在起動(dòng)后該LED驅(qū)動(dòng)器的三路均衡電流很快地建立，且輸出電流的紋波在18mA以下。基于文獻(xiàn)[18]中的標(biāo)準(zhǔn)，在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)，該驅(qū)動(dòng)器的電流紋波低于3%。因此，所提出的LED驅(qū)動(dòng)器很好地實(shí)現(xiàn)了多路低紋波輸出的功能。

圖14 所提出LED驅(qū)動(dòng)器的起動(dòng)波形

圖15所示為所提出LED驅(qū)動(dòng)器在AC 265V輸入電壓的情況下開關(guān)管S的電壓和電流的波形。由式（31）可知，當(dāng)開關(guān)管S的電壓應(yīng)力隨著輸入電壓的增大而增大，測得在輸入峰值電壓為375V時(shí)，開關(guān)管S漏源極兩端的最大電壓為600V，低于15NM65N所允許的漏源極兩端的最大電壓（650V）。在穩(wěn)定時(shí)測得開關(guān)管S漏源極兩端電壓為565V，與式（31）所計(jì)算出的561V差別不大。測得流過開關(guān)管S的最大電流為4.3A，低于15NM65N的最大允許電流（7.56A）。

圖15 開關(guān)管的電壓和電流波形

圖16所示為所提出LED驅(qū)動(dòng)器的效率曲線和PF值。從圖中可以看出，在整個(gè)輸入電壓范圍（AC 175～265V）內(nèi)該驅(qū)動(dòng)器的PF值都在0.99以上，并且最大效率為87.3%。為了實(shí)現(xiàn)低紋波多路輸出，傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)器多采用兩級的方案，若前級采用降壓型PFC拓?fù)?，如Buck-Boost或Flyback，則兩級驅(qū)動(dòng)器后級部分的開關(guān)管的電壓應(yīng)力較低，在電壓、電流應(yīng)力與器件選型上均可針對效率進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。而本文提出的整合式拓?fù)渲械膬杉夠?qū)動(dòng)器的電流均流過同一個(gè)有源開關(guān)，所以相對于傳統(tǒng)兩級驅(qū)動(dòng)器，本文提出的整合式的拓?fù)湫蕦⒙缘汀?/p>

圖16 所提出的LED驅(qū)動(dòng)器的效率和PF值曲線

5 結(jié)論

本文提出一種諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動(dòng)器。所提出的LED驅(qū)動(dòng)器由前級Buck- Boost PFC變換器與后級諧振式多路均流輸出DC- DC變換器通過一個(gè)有源開關(guān)整合而成，簡化了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制回路。詳細(xì)分析了它的工作特性，推導(dǎo)出中間儲(chǔ)能電容的電壓，變壓器一次、二次電流，開關(guān)頻率和開關(guān)管的電流和電壓應(yīng)力等表達(dá)式。該LED驅(qū)動(dòng)器利用諧振電容的電荷平衡實(shí)現(xiàn)對多路輸出的均流控制，因此只需控制其中一條輸出支路的電流，其他所有輸出支路就能自動(dòng)實(shí)現(xiàn)均流。利用寬帶寬電壓模式控制環(huán)路，消除了Buck-Boost PFC變換器輸出電壓紋波對各輸出支路的影響，即實(shí)現(xiàn)了多路低電流紋波輸出。最后搭建了一臺(tái)82W三路恒流輸出的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了本文所提出的LED驅(qū)動(dòng)器不僅可以實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)，并且該驅(qū)動(dòng)器的輸出電流紋波低于3%，可以很好地實(shí)現(xiàn)多路低紋波輸出。

[1] 廖志凌, 阮新波. 半導(dǎo)體照明工程的現(xiàn)狀與發(fā)展趨勢[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2006, 21(9): 106-111.

Liao Zhiling, Ruan Xinbo. Present status and developing trend of the semiconductor lighting[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2006, 21(9): 106-111.

[2] IEC 61000-3-2. Limits for harmonic current emis- sions (equipment input current≤16A per phase)[S]. IEC Electrotechincal Standard, 2009.

[3] 牛萍娟, 付賢松, 任夢奇, 等. 高功率因數(shù)的90W LED路燈驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2014, 29(10): 199-205.

Niu Pingjuan, Fu Xiansong, Ren Mengqi, et al. Design of high power factor 90W LED street lamp driver[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2014, 29(10): 199-205.

[4] 閻鐵生, 李明洪, 周國華, 等. 一種一次側(cè)控制的 Buck-Flyback單級功率因數(shù)校正變換器LED驅(qū)動(dòng)電路[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2019, 34(16): 3355-3365.

Yan Tiesheng, Li Minghong, Zhou Guohua, et al. A Buck-Flyback single-stage power factor correction converter for LED driving circuit with primary-side control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(16): 3355-3365.

[5] Jaeyoung Choi, Hee-Seok Han, Kwyro Lee. A current- sourced LED driver compatible with fluorescent lamp ballasts[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(8): 4455-4466.

[6] Chen Nan, Henry Shu-Hung Chung. A driving tech- nology for retrofit LED lamp for fluorescent lighting fixtures with electronic ballasts[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2011, 26(2): 588-601.

[7] Zhao Chen, Xie Xiaogao, Liu Shirong. Multioutput LED drivers with precise passive current balancing[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(3): 1438-1488.

[8] Zhang Junming, Xu Lianghui, Wu Xinke, et al. A precise passive current balancing method for multioutput LED drivers[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(8): 2149-2159.

[9] Yang Wen-Hau, Yang Hsiang-An, Huang Chao-Jen, et al. A high-efficiency single-inductor multiple- output Buck-type LED driver with average current correction technique[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(4): 3375-3385.

[10] Li Sinan, Ron Hui S Y. Self-configurable current- mirror circuit with short-circuit and open-circuit fault tolerance for balancing parallel light-emitting diode (LED) string currents[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(10): 5498-5507.

[11] 田涵雷, 劉俊峰, 曾君, 等. 基于可控開關(guān)電容的定頻諧振式多路LED均流驅(qū)動(dòng)器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2019, 34(2): 286-295.

Tian Hanlei, Liu Junfeng, Zeng Jun, et al. A constant frequency resonant multi-channel LED driver based on switch-controlled capacitor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(2): 286- 295.

[12] 唐雄民, 張淼, 章云, 等. 一種具有自動(dòng)均流特性的簡易非隔離型多路LED串驅(qū)動(dòng)電路[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2013, 28(7): 218-225.

Tang Xiongmin, Zhang Miao, Zhang Yun, et al. A simple non-isolated driver with inherent current balancing mechanism for multi-channel LED strings[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(7): 218-225.

[13] Zhang Ruihong, Henry Shu-Hung Chung. Capacitor- isolated multistring LED driver with daisy-chained transformers[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2015, 30(7): 3860-3875.

[14] 曾君, 孫偉華, 劉俊峰. 基于可控開關(guān)電容充放電平衡的多路LED驅(qū)動(dòng)器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2017, 32(12): 1-9.

Zeng Jun, Sun Weihua, Liu Junfeng. Multi-channel LED driver based on charging and discharging balance of switch-controlled capacitor[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(12): 1-9.

[15] Liu Xueshan, Yang Qi, Zhou Qun, et al. Single-stage single-switch four-output resonant LED driver with high power factor and passive current balancing[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(6): 4566-4576.

[16] Luo Quanming, Huang Jian, He Qingqing, et al. Analysis and design of a single-stage isolated AC-DC LED driver with a voltage doubler rectifier[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 64(7): 5807-5817.

[17] 閻鐵生, 許建平, 曹太強(qiáng), 等. 基于二次型Buck PFC變換器的無頻閃無變壓器LED驅(qū)動(dòng)電源[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2015, 30(12): 512-519.

Yan Tiesheng, Xu Jianping, Cao Taiqiang, et al. A flicker-free transformerless LED driving circuit based on quadratic Buck PFC converter[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(12): 512-519.

[18] Brad Lehman, Arnold J Wilkins. Designing to mitigate the effects of flicker in LED lighting: reducing risks to health and safety[J]. IEEE Power Electronics Magazine, 2014, 1(3): 18-26.

Resonant Single-Switch Multi-Channel Low-Ripple LED Driver

（College of Electrical Engineering Sichuan University Chengdu 610065 China）

This paper presents a resonant single-switch multi-channel low-ripple LED driver. The proposed LED driver is integrated with a front-end Buck-Boost power factor correction (PFC) converter and a back-end resonant multi-channel current-sharing output DC-DC converter through an active switch, which simplifies the topology and control loop. The proposed LED driver realizes the current sharing control of the multi-output using the charge balance of the resonant capacitor. Therefore, only the current of one output branch is controlled, the current of other output branches can be automatically balanced. Through the wide-bandwidth voltage mode control loop, the effect of the output voltage ripple of the Buck-Boost PFC converter on each output branch is eliminated, i.e., low output current ripple of the multiple LED strings can be realized. Finally, an 82W three-string LED driver prototype was built to verify the theoretical analysis.

Current balancing, Buck-Boost, light emitting diode (LED) driver, power factor correction

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200110

中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金（YJ201909）和四川大學(xué)自貢市校地合作專項(xiàng)資金（2019CDZG-14）資助項(xiàng)目。

2020-02-03

2020-09-07

呂尋齋 男，1990年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殚_關(guān)變換器的拓?fù)浼翱刂萍夹g(shù)。E-mail: 15325203@qq.com

劉雪山 男，1981年生，副教授，研究方向?yàn)楦哳l開關(guān)變換器拓?fù)浼捌淇刂萍夹g(shù)、電力電子技術(shù)及其應(yīng)用。E-mail: xueshan5851@163.com（通信作者）

（編輯 崔文靜）