基于整流側輔助調控的交錯并聯(lián)LLC諧振變換器

孫加祥 吳紅飛 湯欣喜 楊 帆 邢 巖

基于整流側輔助調控的交錯并聯(lián)LLC諧振變換器

孫加祥 吳紅飛 湯欣喜 楊 帆 邢 巖

（南京航空航天大學自動化學院 南京 211106）

交錯并聯(lián)技術是提高電源模塊輸出能力的有效手段，諧振腔參數的微小差異會導致交錯并聯(lián)LLC諧振變換器嚴重的不均流問題。該文通過在LLC諧振變換器的高頻整流電路中引入有源開關、構建混合型整流器，利用整流側的輔助控制，主動對輸出電流較小模塊的電壓增益進行補償，從而實現了相同開關頻率交錯并聯(lián)運行的LLC諧振變換器的均流調節(jié)。文中詳細分析混合整流LLC諧振變換器的工作原理和特性，并根據具體應用場景給出均流電路的不同實現方式。最后，通過實驗結果證明了所提出的均流控制方法的可行性和有效性。

交錯并聯(lián) LLC諧振變換器 均流 混合整流

0 引言

隨著負載的不斷增大，功率變換器應具有更高的功率等級，并且可在寬負載范圍內實現高效率[1-4]。這些要求之間存在一定的矛盾，電流的增大導致導通損耗大，影響變換器效率。針對這一問題，交錯并聯(lián)技術受到越來越多的關注[5-8]。交錯并聯(lián)技術具有以下優(yōu)點：①多相并聯(lián)可降低單相電流應力，減小導通損耗；②切相控制可優(yōu)化變換器輕載效率；③多相交錯可降低輸出電壓紋波，減小輸出濾波電容體積。

LLC諧振變換器廣泛應用于電源適配器、LED驅動等多種應用場合。當工作在低于諧振頻率狀態(tài)時，LLC諧振變換器具有一次側開關管零電壓開通、整流管零電流關斷的優(yōu)點[9-11]。但是，交錯并聯(lián)LLC諧振變換器難于實現均流。為了實現交錯并聯(lián)，各個并聯(lián)模塊需工作在相同開關頻率下。由于器件參數偏差，各模塊諧振頻率存在差異，導致輸出電流不均衡。

針對并聯(lián)LLC變換器不均流問題，相關學者提出了許多并聯(lián)均流實現方法。其中最直接的均流方法基于變頻控制[12]。通過采樣輸出電流，獨立調節(jié)各個并聯(lián)模塊開關頻率，LLC可實現良好的均流效果。但是，由于各相LLC變換器開關頻率不同，無法實現交錯并聯(lián)，因此輸出電壓紋波較大。第二種均流控制思想是調節(jié)等效諧振電容容值[13-14]。該方法可有效補償各個模塊諧振器件容差，實現極佳的均流效果。但是，該方法需要外加功率開關管、諧振電容，這導致變換器成本上升、體積增大。另一種方法通過移相調節(jié)，補償諧振器件參數容差[15-16]。由于諧振器件參數容差對變換器電壓增益影響較大，因此需要較大的移相角進行補償。這導致變換器失去交錯并聯(lián)的優(yōu)點，輸出電壓紋波較大。在LLC變換器的整流電路中引入兩個開關器件，通過調節(jié)二次側兩個開關管的占空比，可實現交錯并聯(lián)均流控制，但單模塊中需引入兩個開關器件[17-18]。最后，研究學者提出無源阻抗匹配概念，包括公共電感和公共電容兩種方法[19-20]。采用這種方法，不需額外引入功率器件控制，并聯(lián)LLC變換器便可實現良好的均流效果。這種方法的主要缺點是無法實現交錯并聯(lián)，因此輸出電壓紋波較大。

本文研究了一種基于整流側輔助調控的交錯并聯(lián)LLC諧振變換器，通過構造混合整流電路，提供新的控制自由度，實現交錯并聯(lián)諧振變換器的均流控制。

1 混合整流交錯并聯(lián)LLC諧振變換器

1.1 電路拓撲

混合整流交錯并聯(lián)LLC諧振變換器電路拓撲如圖1所示，由兩個混合整流LLC諧振變換器模塊并聯(lián)構成。以模塊1為例，其一次側電路與全橋LLC諧振變換器一致，包括開關管S1～S4，諧振電感r1、諧振電容r1、勵磁電感m1；整流電路采用混合整流電路，包括整流二極管VDR1～VDR3、開關管QS1、二次側電容1、輸出濾波電容o1。

圖1 混合整流交錯并聯(lián)LLC諧振變換器

通過在整流電路中引入開關管，將傳統(tǒng)二極管全橋整流電路中的一個二極管替換為開關管，構成具備主動調節(jié)能力的混合整流電路，為LLC諧振變換器二次側提供額外的電壓增益控制自由度?；旌险鹘诲e并聯(lián)LLC諧振變換器仍采用變頻控制調節(jié)輸出電壓，二次側增加的開關管占空比僅用于補償諧振參數偏差導致的系統(tǒng)并聯(lián)不均流。變換器驅動時序如圖2所示，對于兩模塊并聯(lián)系統(tǒng)，僅需對其中一個輸出增益偏小的模塊的二次側開關管占空比進行額外調節(jié)、補償電壓增益，另一個模塊二次側開關僅做同步整流運行。圖2中，模塊1二次側開關管占空比略大于0.5，模塊2二次側開關管工作在同步整流模式，占空比始終為0.5。模塊1、2驅動信號交錯90°，以減小輸入輸出電壓和電流紋波。

圖2 驅動時序

1.2 工作原理

對于二次側開關管作同步整流運行的混合整流LLC而言，其工作原理與傳統(tǒng)LLC相同，本文不再贅述。下面僅以二次側開關管參與輔助調節(jié)的LLC模塊為例，詳細分析混合整流LLC諧振變換器的工作原理。

變換器主要工作波形如圖3所示。每個開關周期共包含7個工作模態(tài)，每個工作模態(tài)的等效電路如圖4所示。

圖3 變換器主要工作波形

定義特征阻抗0和諧振角頻率0分別為

式中，r為諧振電感；r為諧振電容。

開關模態(tài)Ⅰ[0,1]：0時刻前，S2、S3處于導通狀態(tài)，所有二極管均處于關斷狀態(tài)。0時刻，S2、S3關斷，負向的諧振電流ir給S1、S4結電容放電，放電結束后S1、S4體二極管導通。1時刻，S1、S4零電壓開通。正向變壓器二次電流NS使得VDR1和QS體二極管導通。

開關模態(tài)Ⅱ[1,2]：1時刻，QS零電壓開通。在這一階段，S1、S4處于導通狀態(tài)。一次側橋臂中點電壓ab等于輸入電壓in。加在r、r兩端的電壓為in-(o-V)，其中，為變壓器電壓比，o為輸出電壓，V為二次側電容電壓。r、r工作于諧振狀態(tài)。VDR1和QS導通，二次電流NS對電容放電。勵磁電感m兩端電壓被鉗位為(o-V)，勵磁電流im線性增大。求解得諧振電流ir與諧振電壓vr表達式為

式中，Vr0、Ir0分別為vr、ir在1時刻的初始值。

將式（2）中所有電壓以in為基準、所有電流以in/0為基準進行標幺化，可得

式中，下標N為標幺化的電路狀態(tài)量。

根據式（3），可得到模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡方程為

可見，模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡是圓心為（1-oN+nVN, 0）的圓形。圓心由諧振腔電壓決定，半徑由諧振電容電壓初始值Vr0、諧振電流初始值Ir0決定。

開關模態(tài)Ⅲ[2,3]：2時刻，諧振電流ir與勵磁電流im相等，變壓器二次電流NS降為零，VDR1與QS零電流關斷。m與r串聯(lián)和r諧振工作。由于m很大，諧振電流ir變化較慢。這一階段變換器不向變壓器二次側傳遞能量，負載由輸出濾波電容供電。求解得諧振電流ir與諧振電壓vr表達式分別為

式中，Vr0、Ir0分別為vr、ir在模態(tài)Ⅲ開始時刻2時的初始值。

m參與r、r諧振時，諧振角頻率1和特征阻抗1分別為

將公式中所有電壓以in為基準、所有電流以in/0為基準進行標幺化，可得

根據式（7），可得到模態(tài)Ⅲ狀態(tài)軌跡方程為

此時狀態(tài)軌跡是以（1, 0）為中心的橢圓。在模態(tài)Ⅲ中，m參與諧振，1＞0，當電流以in/0為基準進行標幺化時，該模態(tài)狀態(tài)軌跡為橢圓。

開關模態(tài)Ⅳ[3,4]：3時刻，S1、S4關斷，正向諧振腔電流ir對S2、S3結電容放電，放電結束后，S2、S3體二極管導通。4時刻，S2、S3零電壓開通。

開關模態(tài)Ⅴ[4,5]：4時刻，QS處于導通狀態(tài)，VDR2導通。變壓器二次繞組電壓被鉗位為-V。由于電容電壓V很小，im緩慢減小。r與r諧振工作，二次電流NS對電容充電。與模態(tài)Ⅱ類似，經過求解可得模態(tài)Ⅴ狀態(tài)軌跡方程為

可見，模態(tài)Ⅴ狀態(tài)軌跡是圓心為（-1+nVN, 0）的圓形。

開關模態(tài)Ⅵ[5,6]：5時刻，QS關斷，二次電流換流至VDR3。變壓器二次電壓鉗位在-(o+V)，im線性減小。在這一階段，r與r諧振工作，二次電流NS2對二次側電容充電。與模態(tài)Ⅱ類似，求解可得到模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡方程為

可見，模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡是以（-1+oN+nVN, 0）為圓心的圓形。

開關模態(tài)Ⅶ[6,7]：6時刻，諧振電流ir與勵磁電流im相等，二次電流NS減小到零。VDR2和VDR3零電流關斷。m與r串聯(lián)和r諧振工作。這一階段變換器不向變壓器二次側傳遞能量，負載由輸出濾波電容供電。與模態(tài)Ⅲ類似，解得模態(tài)Ⅶ狀態(tài)軌跡方程為

此時狀態(tài)軌跡是以（-1, 0）為中心的橢圓。

當m＜s＜r，開關管QS占空比s略大于0.5時，混合整流LLC諧振變換器狀態(tài)平面軌跡如圖5a所示。此時變換器電壓增益大于1，二次側電容電壓V遠小于輸出電壓o。因此，模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡圓心位于坐標軸原點左側，模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡圓心位于原點右側，模態(tài)Ⅲ圓心在點右側。模態(tài)Ⅴ對應開關管QS在負半周期的導通時段，變壓器二次繞組被電容電壓V鉗位，由于V很小，變壓器二次側近似被短路，諧振電流快速下降，其變化幅度與s大小有關。當s略大于0.5時，模態(tài)Ⅴ持續(xù)時間較短。開關管QS的延時關斷導致變換器在正負半個周期工作狀態(tài)不對稱，正半周期模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡圖的半徑大于負半周期模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡圖的半徑。這導致勵磁電感m在正負半周期參與諧振時間不同，在模態(tài)Ⅶ中持續(xù)時間較模態(tài)Ⅲ更長。

當s＞r，s略大于0.5時，在不考慮死區(qū)時，混合整流LLC諧振變換器工作模態(tài)包括模態(tài)Ⅱ、Ⅴ、Ⅵ、Ⅶ，對應狀態(tài)平面軌跡如圖5b所示。此時變換器的正半周期不存在勵磁電感參與諧振模態(tài)。但是，開關管QS延時關斷導致模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡的半徑大于模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡半徑，負半周期中m參與諧振時間更長，此時變換器仍包含模態(tài)Ⅶ，VDR2、VDR3仍然可以實現零電流關斷。

圖5 變換器狀態(tài)平面圖

1.3 電壓增益特性

本文借助仿真軟件，分析混合整流LLC諧振變換器電壓增益與二次側開關管占空比s的關系。在Matlab/Simulink中搭建仿真模型，仿真參數如下：諧振電感r=30.43mH，諧振電容r=37nF，勵磁電感m=220mH，變壓器電壓比=400/54，輸入電壓in=400V。分別在開關頻率s為140kHz、150kHz、180kHz時，改變開關管QS占空比s，得到不同工作點對應的電壓增益。以s為橫坐標，電壓增益為縱坐標，繪制混合整流LLC諧振變換器電壓增益曲線如圖6所示。

圖6 電壓增益特性曲線

可見，在開關頻率范圍內，電壓增益隨二次側開關管占空比增大而增大。通過微調二次側開關管占空比，可補償諧振參數偏差造成的并聯(lián)模塊電壓增益不匹配，實現混合整流交錯并聯(lián)LLC諧振變換器的均流控制。

1.4 對比分析

文獻[13-14]所研究的有源電容方案以及文獻[15-16]采用的變頻+移相控制的方案也能夠實現交錯并聯(lián)LLC均流控制，三種方案的對比見表1。有源電容方案需要增加額外的諧振電容和開關管，附加導通損耗、開關損耗都比較大，且附加硬件成本最高。移相控制方案雖然不需要額外增加硬件成本，但一次側移相控制導致所有一次側開關管關斷電流和損耗大幅增加，同時影響交錯并聯(lián)變換器高頻電壓電流紋波抵消效果，導致變換器的輸入輸出濾波器有所增加，且該方案僅適用于全橋LLC電路。本文所提方案二次側電路成本有所增加，二次側用于輔助調節(jié)的開關管雖然始終能夠實現零電壓開通，但其關斷電流不為零，關斷損耗有所增加。

表1 三種交錯并聯(lián)LLC諧振變換器均流方案對比

Tab.1 Comparison of current sharing schemes of three interleaved LLC resonant converters

2 控制策略

圖7為兩相交錯并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器控制框圖。在輸出電壓控制環(huán)路中，輸出電壓采樣信號o_s與電壓基準ref作差，誤差信號經過PI調節(jié)器后，得到調節(jié)器輸出信號c1，用于調節(jié)所有開關管的開關頻率，最終將變換器輸出電壓控制在電壓基準處。在輸出均流控制環(huán)路中，o1_s和o2_s分別為模塊1和模塊2的輸出電流的采樣信號。o1_s和o2_s作差，誤差信號經均流環(huán)PI調節(jié)器后，得到調節(jié)器輸出信號c2。如果c2＞0，說明模塊1傳輸功率大于模塊2傳輸功率。此時首先減小模塊1二次側開關管占空比s1，直至c2=0。如果s1減小至0.5時c2仍大于0，則s1恒定為0.5，增大模塊2二次側開關管占空比s2，直至c2=0，最終兩個并聯(lián)模塊傳輸功率相同。當c2＜0時，調節(jié)過程與上述過程類似，這里不再贅述。

圖7 控制框圖

3 混合整流電路的實現

混合整流電路是實現均流調節(jié)的關鍵，在不同的應用場景下，混合整流電路的實現方式也不同。

（1）同步整流LLC諧振變換器，如圖8所示。同步整流LLC二次側全部采用了有源開關管此時可以選擇任意一個同步整流管參與主動調節(jié)，即對于同步整流LLC變換器，不需要增加額外功率器件，只需對同步整流管的控制略作調整，便可以實現交錯并聯(lián)均流控制。

圖8 同步整流LLC諧振變換器

（2）兩相交錯并聯(lián)LLC的簡化。根據上述分析可知，兩相交錯并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器按照相同頻率工作時，其中，僅電壓增益略低的模塊的混合整流電路需要主動調節(jié)補償。為了簡化電路、降低變換器實現成本，具體實現時，可以主動設置某一模塊的諧振腔參數，使其同頻率下的電壓增益略低，并只對該模塊采用混合整流電路，另外一個模塊仍采用傳統(tǒng)LLC，兩相交錯并聯(lián)LLC諧振變換器如圖9所示。

圖9 兩相交錯并聯(lián)LLC諧振變換器

（3）基于矩陣變壓器的LLC。低壓大電流輸出應用中，為了降低整流側導通損耗，多采用矩陣變壓器結構，將二次側分散為多路并聯(lián)輸出。此時只需對其中一路輸出引入混合整流，即可實現二次側輔助調節(jié)，基于矩陣變壓器的LLC諧振變換器如圖10所示。

圖10 基于矩陣變壓器的LLC諧振變換器

4 實驗結果

搭建了1kW兩相交錯并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器實驗樣機，具體參數見表2。

電容1和2的選取與傳統(tǒng)直流變換器中的隔直電容類似，主要依據其電壓紋波選取。本文中電容紋波取輸出電壓的3%，有

表2 實驗樣機參數

Tab.2 Prototype specification

式中，o為輸出電流；s為開關周期。

圖11所示為模塊1一次側開關管S1和二次側開關管QS1的軟開關工作波形。QS1占空比s1=0.53，o=500W，對應模塊1進行均流控制時的工作模態(tài)。實驗結果表明，此時開關管S1和QS1可以在負載范圍內實現軟開關。一次側開關管S1～S4工作狀態(tài)完全一致，這里以S1為代表說明一次側開關管軟開關情況。

圖11 軟開關工作波形

為驗證兩相交錯并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器均流控制效果，使模塊1諧振電感、諧振電容均偏大10%。r1=1.1r2,r1=1.1r2，無均流控制時，變換器工作波形如圖12所示。圖中，GSQs1、GSQs2為模塊1、模塊2二次側開關管QS1、QS2驅動信號，o1、o2分別為模塊1、模塊2輸出電流，ir1、ir2分別為模塊1、模塊2諧振電流。圖12a中模塊1輸出電流遠小于模塊2輸出電流；圖12b中模塊1諧振電流波形近似為三角波，與勵磁電流波形相似，表明經過模塊1傳輸的功率很小。

圖12 無均流控制時的實驗波形

r1=1.1r2,r1=1.1r2，引入均流控制后，變換器工作波形如圖13所示。圖13a中兩模塊輸出電流o1、o2基本相等，驗證了本文均流控制的有效性。圖13b中，模塊1二次側開關管占空比GSQs1略大于0.5，變換器在正負半周期工作狀態(tài)不對稱，負半周期存在m參與諧振工作模態(tài)，與理論分析一致。

圖13 有均流控制時的實驗波形

為驗證變換器的動態(tài)特性，兩相交錯并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器加切載實驗波形如圖14所示。圖中，o_ac為輸出電壓交流分量。在r1=1.1r2、r1=1.1r2的諧振參數偏差情況下，將變換器負載由25%額定功率突加至額定功率，再由額定功率突減至25%額定功率。實驗結果表明，由于均流環(huán)調節(jié)速度較慢，突加突卸負載過程中存在動態(tài)不均流，但經過均流控制環(huán)路調節(jié)，變換器最終可以實現均流。

圖14 動態(tài)實驗波形

5 結論

針對交錯并聯(lián)LLC諧振變換器存在不均流的問題，本文研究一種整流側輔助調控的交錯并聯(lián)LLC諧振變換器，理論分析和實驗結果表明，通過構造混合整流電路，微調整流開關管占空比，交錯并聯(lián)諧振變換器可實現很好的均流控制效果；變換器中所有開關器件均可以實現軟開關。此外，文中還給出了混合整流電路的其他可能實現方式。

[1] 楊東江, 段彬, 丁文龍, 等. 一種帶輔助雙向開關單元的寬輸入電壓范圍LLC諧振變換器[J]. 電工技術學報, 2020, 35(4): 775-785.

Yang Dongjiang, Duan Bin, Ding Wenlong, et al. An improved LLC resonant converter with auxiliary bi-directional switch for wide-input-voltage range applications[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2020, 35(4): 775-785.

[2] 劉宇博, 王旭東. 電動汽車車載電源LLC諧振變換器滑?？刂芠J]. 電機與控制學報, 2020, 24(3): 131-137.

Liu Yubo, Wang Xudong. Sliding mode control of LLC resonant converter for electric vehicle power supply[J]. Electric Machines and Control, 2020, 24(3): 131-137.

[3] Tang Xinxi, Xing Yan, Wu Hongfei, et al. An improved LLC resonant converter with recon- figurable hybrid voltage multiplier and PWM- plus-PFM hybrid control for wide output range applications[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2020, 35(1): 185-197.

[4] Wu Hongfei, Mu Tiantian, Gao Xun. A secondary side phase-shift-controlled LLC resonant converter with reduced conduction loss at normal operation for hold-up time compensation application[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(10): 5352-5357.

[5] 謝冰, 紀延超, 王建賾, 等. 三相交錯并聯(lián)DC/DC變換器充放電功率分配控制策略[J]. 電機與控制學報, 2018, 22(11): 1-10.

Xie Bing, Ji Yanchao, Wang Jianze, et al. Charging and discharging power distribution control scheme for three-phase interleaved bidirectional DC/DC converter[J]. Electric Machines and Control, 2018, 22(11): 1-10.

[6] Wu Hongfei, Mu Tiantian, Ge Hongjun, et al. Full- range soft-switching-isolated Buck-Boost converters with integrated interleaved Boost converter and phase-shifted control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(2): 987-999.

[7] 楊玉崗, 吳晗, 關婷婷. 交錯并聯(lián)LLC諧振變換器的磁集成均流特性[J]. 電工技術學報, 2019, 34(12): 2529-2538.

Yang Yugang, Wu Han, Guan Tingting. Magnetic integrated current sharing characteristics of inter- leaved LLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(12): 2529- 2538.

[8] 王皓, 朱金大, 侯凱, 等. 基于混合控制式交錯并聯(lián)LLC諧振變換器的充電模塊研制[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2017, 41(7): 108-113.

Wang Hao, Zhu Jinda, Hou Kai, et al. Development of charging module based on interleaving paralleled LLC resonant converter with hybrid control[J]. Automation of Electric Power Systems, 2017, 41(7): 108-113.

[9] 王議鋒, 陳博, 呂雯, 等. 拓撲變換型LLC-C諧振軟開關直流變換器[J]. 電工技術學報, 2019, 34(18): 3810-3820.

Wang Yifeng, Chen Bo, Lü Wen, et al. A topology morphing LLC-C resonant soft-switching DC-DC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(18): 3810-3820.

[10] Kumar A, Awasthi A, Salari O, et al. A novel time domain analysis of the LLC-L resonant converter for the use of the CLL and LLC resonant converter[C]// IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Anaheim, CA, USA, 2019: 3453- 3460.

[11] 石林, 劉邦銀, 段善旭. 一種基于Burst-PWM混合控制的LLC諧振變換器寬電壓范圍輸出策略[J]. 電工技術學報, 2019, 34(22): 4772-4780.

Shi Lin, Liu Bangyin, Duan Shanxu. A Burst-PWM hybrid control method for wide output voltage range of LLC converter[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(22): 4772-4780.

[12] Gang Yang, Dubus P, Sadarnac D. Double-phase high-efficiency, wide load range high-voltage/low- voltage LLC DC/DC converter for electric/hybrid vehicles[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(4): 1876-1886.

[13] Hu Zhiyuan, Qiu Yajie, Liu Yanfei, et al. A control strategy and design method for interleaved LLC converters operating at variable switching frequ- ency[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(8): 4426-4437.

[14] Hu Zhiyuan, Qiu Yajie, Wang Hongliang, et al. An interleaved LLC resonant converter operating at constant switching frequency[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(6): 2931-2943.

[15] 趙清林, 劉會峰, 袁精, 等. 基于移相補償的全橋LLC諧振變換器交錯并聯(lián)技術[J]. 電工技術學報, 2018, 33(12): 2777-2787.

Zhao Qinglin, Liu Huifeng, Yuan Jing, et al. An interleaved full-bridge LLC resonant converter with phase shift compensation[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(12): 2777-2787.

[16] Murata K, Kurokawa F. An interleaved PFM LLC resonant converter with phase-shift compensation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(3): 2264-2272.

[17] Sato M, Takiguchi R, Imaoka J, et al. A novel secondary PWM-controlled interleaved LLC resonant converter for load current sharing[C]//IEEE 8th International Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC-ECCE Asia), Hefei, 2016: 2276- 2280.

[18] Jang Y, Jovanovi? M M, Ruiz J M, et al. A novel active-current-sharing method for interleaved resonant converters[C]//IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Charlotte, NC, 2015: 1461-1466.

[19] Wang Hongliang, Chen Yang, Liu Yanfei. A passive- impedance-matching technology to achieve automatic current sharing for a multiphase resonant converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(12): 9191-9209.

[20] Mo Wenhui, Yue Xiumei, Li Kui, et al. A two-phase three-dimension common capacitor LLC resonant converter[C]//IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Baltimore, MD, USA, 2019: 2725-2730.

Interleaved LLC Resonant Converter with Auxiliary Regulation of Rectifier

（College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

The interleaving technique is an effective method to improve the output capability of the power module. Small differences in parameters of the resonant cavity can cause serious uneven current in the interleaved LLC resonant converter. In this paper, by introducing an active switch in the rectifier of LLC resonant converters, a hybrid rectifier was built, and the auxiliary control on the rectifier was used to actively compensate the voltage gain of the module with smaller output current, thereby achieving the current sharing control of the interleaved LLC resonant converter. The working principle and characteristics of the LLC resonant converter with hybrid rectifier were analyzed in detail, and different implementations of the current sharing circuit were given according to specific applications. Finally, the experimental results verify the feasibility and effectiveness of the proposed current sharing control method.

Interleaved parallel, LLC resonant converter, current sharing, hybrid rectification

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200173

國家自然科學基金（51977105）、霍英東教育基金會青年教師基金（161054）和光寶電力電子科研基金資助項目。

2020-02-21

2020-03-23

孫加祥 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。E-mail: sunjiaxang@163.com

吳紅飛 男，1985年生，教授，博士生導師，研究方向為電力電子與電力傳動。E-mail: wuhongfei@nuaa.edu.cn（通信作者）

（編輯 崔文靜）