車(chē)載永磁同步電機(jī)系統(tǒng)偏磁問(wèn)題及補(bǔ)償

朱相軍，羅建武，徐 剛，饒 健，許心一

(東風(fēng)汽車(chē)集團(tuán)股份有限公司技術(shù)中心，武漢 430000)

0 引 言

永磁同步電機(jī)直流偏磁是指相電流出現(xiàn)直流分量，使得硅鋼片磁場(chǎng)出現(xiàn)直流磁通，造成電機(jī)損耗增加，效率降低，震動(dòng)，EMC等問(wèn)題加劇，甚至影響電機(jī)壽命。隨著電動(dòng)汽車(chē)發(fā)展，車(chē)載電機(jī)系統(tǒng)性能越來(lái)越成為我們關(guān)注的話題。我們主要考慮電機(jī)系統(tǒng)存在的電壓直流分量導(dǎo)致的電機(jī)系統(tǒng)偏磁。本文對(duì)電壓偏磁產(chǎn)生的原因進(jìn)行了分析，并希望通過(guò)對(duì)PWM調(diào)制算法做適當(dāng)?shù)膭?dòng)態(tài)調(diào)整，以實(shí)現(xiàn)偏磁動(dòng)態(tài)補(bǔ)償。

1 電機(jī)直流偏磁產(chǎn)生原因

電機(jī)直流偏磁是電機(jī)工作在一種非正常工作狀態(tài)，電機(jī)繞組電流產(chǎn)生了直流分量，從而導(dǎo)致電機(jī)產(chǎn)生了直流磁通[1-2]。永磁同步電機(jī)逆變電路和瞬態(tài)電路模型如圖1所示。從控制角度來(lái)講，理想狀態(tài)下我們不考慮硬件誤差。進(jìn)行PWM調(diào)制時(shí)，往往是在三相電壓之間幅值一定、相差一定的基礎(chǔ)上，調(diào)節(jié)電壓與轉(zhuǎn)子磁鏈的相角，以產(chǎn)生不同相位、不同幅值的電流來(lái)驅(qū)動(dòng)電機(jī)。但由于生產(chǎn)制造過(guò)程的隨機(jī)性，生產(chǎn)的電機(jī)總與設(shè)計(jì)理想模型存在差異，出現(xiàn)了隨機(jī)性的三相參數(shù)不對(duì)稱。由瞬態(tài)模型可知，當(dāng)電機(jī)三相參數(shù)不對(duì)稱時(shí)，一般的PWM調(diào)制算法在保證線電壓相等的同時(shí)，卻忽略了相電壓的不平衡[3-4]，以致于相電流出現(xiàn)直流分量，導(dǎo)致偏磁。

圖1 三相逆變過(guò)程及瞬態(tài)模型

除此之外，由于硬件電路的開(kāi)關(guān)過(guò)程時(shí)間對(duì)比調(diào)制算法控制周期并不能忽略，這也導(dǎo)致了調(diào)制PWM并不是等幅值、等相差的正弦調(diào)制，最終對(duì)于電機(jī)系統(tǒng)而言，就必然會(huì)存在電壓直流分量，導(dǎo)致電機(jī)工作在偏磁狀態(tài)[5]。

1.1 電壓直流分量產(chǎn)生

電壓直流分量是導(dǎo)致電機(jī)系統(tǒng)出現(xiàn)直流偏磁的主要因素，一般來(lái)講主要有兩點(diǎn)原因?qū)е履孀冸娫聪到y(tǒng)出現(xiàn)電壓直流分量。

1.1.1 固有電壓直流分量

固有電壓直流分量為電機(jī)控制器本身存在，在電機(jī)控制器設(shè)計(jì)過(guò)程中不可避免，且能夠測(cè)量。其產(chǎn)生的主要原因是半導(dǎo)體器件的非理想化，即便我們對(duì)設(shè)計(jì)進(jìn)行了優(yōu)化，也不可避免地存在導(dǎo)通延時(shí)，導(dǎo)通壓降等。對(duì)于正弦調(diào)制波而言，一定會(huì)導(dǎo)致正負(fù)半波不對(duì)稱，相位差不相等。這種偏磁效應(yīng)往往存在連續(xù)周期的影響，產(chǎn)生較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。磁鏈控制類(lèi)算法對(duì)于固有電壓分量尤其敏感，會(huì)嚴(yán)重影響到控制精度與穩(wěn)定性[6]。

1.1.2 電路引起的電壓直流分量

電路中的開(kāi)關(guān)器件即便是設(shè)計(jì)中盡量做到選型一致，但電阻、電容的出廠誤差，以及電子元器件受工作溫度、負(fù)載差異等帶來(lái)的自身寄生參數(shù)變化，仍會(huì)帶來(lái)不可預(yù)測(cè)的直流電壓分量，且測(cè)量難度很大。

圖1電路模型中電機(jī)負(fù)載存在生產(chǎn)公差，三相參數(shù)隨機(jī)性的不一致也會(huì)帶來(lái)不可預(yù)測(cè)的相電壓直流電壓分量。

1.1.3 驅(qū)動(dòng)過(guò)程電壓直流分量成分分析

以IGBT導(dǎo)通過(guò)程中出現(xiàn)電壓直流分量的原因?yàn)槔M(jìn)行分析，若在IGBT柵極施加開(kāi)啟高電平，IGBT的集電極電流IC不會(huì)馬上上升，會(huì)存在一段延時(shí)時(shí)間td(on),隨著集電極電流IC開(kāi)始上升,IGBT集電極和發(fā)射極電壓Vce開(kāi)始逐漸下降[7]，此段時(shí)間為tr，如圖2所示，整個(gè)IGBT工作開(kāi)通時(shí)間為t(on)=td(on)+tr；同理，IGBT關(guān)斷時(shí)間為t(off)=td(off)+tf。由于關(guān)斷存在延時(shí)，我們需要設(shè)定合適的死區(qū)時(shí)間，以保證上下管不會(huì)出現(xiàn)直通。死區(qū)時(shí)間的存在直接導(dǎo)致控制系統(tǒng)存在固有電壓直流分量。

圖2 典型IGBT導(dǎo)通過(guò)程

我們可以使用實(shí)驗(yàn)設(shè)備對(duì)控制系統(tǒng)電壓進(jìn)行諧波分析，提取出固有電壓直流分量，使用軟件進(jìn)行補(bǔ)償。但即便對(duì)某一工作狀態(tài)下固有電壓直流分量進(jìn)行較好的補(bǔ)償，由于IGBT柵極寄生電容Cge隨溫度、母線電壓變化等也會(huì)有較大變化[8]。針對(duì)單一工況采取的補(bǔ)償策略對(duì)于電機(jī)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)工況不一定能起到較好的補(bǔ)償效果。因此，一種控制器自檢電機(jī)偏磁狀態(tài)，進(jìn)行電機(jī)偏磁補(bǔ)償?shù)乃惴?，?duì)于電機(jī)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)工況非常必要。

2 動(dòng)態(tài)補(bǔ)償方法分析

通過(guò)前文分析發(fā)現(xiàn)，針對(duì)電機(jī)系統(tǒng)某一工況，即便我們借助測(cè)量設(shè)備對(duì)控制參數(shù)做固定修改，將固有電壓直流分量校正為0，也不能適用于全動(dòng)態(tài)工況[9]。而基于控制系統(tǒng)對(duì)偏磁進(jìn)行動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，則需要進(jìn)行偏磁觀測(cè)量提取和將提取出的偏磁觀測(cè)量應(yīng)用于控制系統(tǒng)進(jìn)行動(dòng)態(tài)修正兩個(gè)步驟。

2.1 偏磁量提取

對(duì)于電機(jī)系統(tǒng)而言，系統(tǒng)本身一般不會(huì)附加電壓傳感器，即便額外增加了電壓傳感器，由于存在高頻PWM調(diào)制，我們并不能精確地測(cè)量三相輸出電壓。而電機(jī)系統(tǒng)本身就配有電流傳感器，因此通過(guò)測(cè)量直流電流分量來(lái)反映直流電壓分量，以此作為電壓偏磁補(bǔ)償反饋量，既可以避免增加額外的硬件電路單元，又能夠提高偏磁狀態(tài)量的測(cè)量精度。

引入直流電壓分量的三相電流偏磁波形示意圖如圖3所示?？v坐標(biāo)為電流的相對(duì)幅值，以三相電流峰值平均值為單位1,橫坐標(biāo)為相位，單位為弧度。

圖3 偏磁電流波形

此時(shí)三相電流表達(dá)式：

(1)

式中：x=ωt；A為電流幅值；β為電流與電機(jī)零位間相對(duì)相位；ΔiU，ΔiV，ΔiW就是可以反映三相偏磁狀態(tài)的量。由基爾霍夫電流定律可知，三電流直流分量滿足如下關(guān)系：

ΔiU+ΔiV+ΔiW=0

(2)

2.2 HIPWM調(diào)制過(guò)程分析

SPWM調(diào)制算法以正弦信號(hào)為基準(zhǔn)調(diào)制波，與三角載波進(jìn)行比較得到調(diào)制信號(hào)。HIPWM調(diào)制在此基礎(chǔ)上加入了三次諧波注入，彌補(bǔ)了SPWM調(diào)制電壓利用率不足的缺點(diǎn)。由于HIPWM規(guī)則簡(jiǎn)單、便于硬件化實(shí)現(xiàn)，故被廣泛應(yīng)用于高速電機(jī)控制[10]。

我們一般注入16.5%左右的三次諧波，注入三次諧波后的三相調(diào)制波表達(dá)式：

(3)

式中：a=0.165。調(diào)制補(bǔ)償就是通過(guò)電流采樣量處理得到的ΔiU，ΔiV，ΔiW,再進(jìn)行一定的計(jì)算，得到ΔuU，ΔuV，ΔuW的反向補(bǔ)償量。

2.3 補(bǔ)償算法分析

由式(2)可知，三個(gè)偏磁補(bǔ)償反饋量存在耦合。而對(duì)于控制系統(tǒng)而言，我們希望控制系統(tǒng)輸入量、輸出量盡量少。越少的輸入變量和輸出量，系統(tǒng)越容易控制穩(wěn)定。就當(dāng)前系統(tǒng)而言，我們很難制定一個(gè)算法直接由三個(gè)反饋量參與計(jì)算得到三個(gè)控制輸出。

我們不妨選擇一個(gè)反饋量作為主反饋量參與計(jì)算，兩個(gè)次反饋量作為修正反饋量。同理，三個(gè)控制輸出也就變成了一個(gè)主控制輸出量和兩個(gè)次控制修正輸出量。當(dāng)然，以三個(gè)電流直流分量中絕對(duì)值較大的為主反饋量。

2.4 補(bǔ)償算法實(shí)現(xiàn)

設(shè)計(jì)一個(gè)控制系統(tǒng)，我們主要考慮輸入量、控制環(huán)和輸出量三個(gè)要素。

輸入量：對(duì)于直流電流分量的計(jì)算，我們可以對(duì)三相電流進(jìn)行峰值提取，通過(guò)對(duì)正負(fù)峰值取平均，得到近似直流分量。

控制環(huán)：對(duì)于簡(jiǎn)化后的單輸入輸出控制環(huán)路，簡(jiǎn)單的PI控制就能夠達(dá)到比較好的效果。值得注意的是，由于控制環(huán)輸入量需要通過(guò)對(duì)電流峰值正負(fù)平均得到，所以控制周期應(yīng)該大于兩個(gè)電周期，便于進(jìn)行輸入濾波。我們認(rèn)為該控制周期內(nèi)直流分量隨系統(tǒng)硬件變化產(chǎn)生的改變可以忽略。

輸出量：得到主控制輸出量之后，還需要基于主控制輸出量的值，整理得到另外兩相的修正輸出量。當(dāng)ΔiU絕對(duì)值最大時(shí)，我們代入控制環(huán)，得到控制輸出量Δuout1，由式(2)變形得到：

ΔiU=-ΔiV-ΔiW

(4)

可以建立補(bǔ)償關(guān)系：

(5)

當(dāng)ΔiV或ΔiW絕對(duì)值最大時(shí),同理?？刂瓶驁D如圖4所示。

圖4 帶偏磁補(bǔ)償?shù)碾姍C(jī)控制程序框圖

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證以上偏磁補(bǔ)償算法的有效性，應(yīng)用該補(bǔ)償算法進(jìn)行了臺(tái)架實(shí)驗(yàn)。控制電機(jī)系統(tǒng)是一臺(tái)偏磁現(xiàn)象明顯的電機(jī)系統(tǒng)。峰值功率為130 kW，峰值電流650 A，DC輸入電壓為350 V，選用YOKOGAWA DLM2024示波器進(jìn)行截圖保存。載波周期為5 kHz分別進(jìn)行了無(wú)偏磁補(bǔ)償和有偏磁補(bǔ)償實(shí)驗(yàn)。截取波形如圖5所示，其中，縱坐標(biāo)為電流，示波器的刻度為200 A/div；橫坐標(biāo)為時(shí)間，示波器測(cè)量段刻度為200 ms/div,放大時(shí)間段刻度為2 ms/div。圖5(a)為無(wú)偏磁補(bǔ)償電流波形，圖5(b)為有加入偏磁補(bǔ)償電流波形。

(a) 補(bǔ)償前電流波形

(b) 補(bǔ)償后電流波形

由圖5可知，偏磁補(bǔ)償效果明顯，控制目標(biāo)峰值為560 A，無(wú)偏磁補(bǔ)償峰值電流達(dá)到588 A，正負(fù)峰值絕對(duì)值相差50 A，直流電流分量約為25 A，加入偏磁補(bǔ)償算法將峰值電流降低為28 A左右，直流電流分量降低為1 A左右。

4 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)分析

通過(guò)表1可知，加入了偏磁補(bǔ)償算法，可以有效提高IGBT電流利用率。該電機(jī)系統(tǒng)峰值電流利用率提高了4.8%，扭矩波動(dòng)由7 N·m降低為2 N·m，電機(jī)系統(tǒng)效率也略有提高。對(duì)于提升電機(jī)系統(tǒng)性能具有重要意義。

表1 有無(wú)偏磁補(bǔ)償性能對(duì)比