應(yīng)用于電推進(jìn)系統(tǒng)的寬輸入電壓范圍高壓電源研究*

施凱敏 ，張東來(lái) ，王子才 ，張 華 ，呂文琪

(1.哈爾濱工業(yè)大學(xué) 航天學(xué)院，黑龍江 哈爾濱150001；2.深圳航天科技創(chuàng)新研究院電力電子所，廣東 深圳518057；3.哈爾濱工業(yè)大學(xué)(深圳) 機(jī)電工程與自動(dòng)化學(xué)院，廣東 深圳518055)

0 引言

電推進(jìn)具有比沖高、壽命長(zhǎng)及轉(zhuǎn)換效率較高等優(yōu)點(diǎn)，因此應(yīng)用電推進(jìn)可大大減少推進(jìn)劑攜帶量，增加航天器有效載荷，降低發(fā)射成本。因此，采用電推進(jìn)是未來(lái)航天器發(fā)展的必然趨勢(shì)[1]。 氙離子電推進(jìn)及霍爾電推進(jìn)是國(guó)際上航天器目前最廣泛采用的電推進(jìn)方式[2]。

電推進(jìn)系統(tǒng)一般由電推進(jìn)電源系統(tǒng)(Power Processing Unit，PPU)、推進(jìn)貯供系統(tǒng)及推力器組成，其中PPU 在電推進(jìn)系統(tǒng)中的地位十分重要。 典型的氙離子PPU 由屏柵電源、加速電源、陽(yáng)極電源、陰極加熱電源、陰極點(diǎn)火電源、陰極觸持電源、中和器加熱電源、中和器觸持及中和器點(diǎn)火電源組成，其中屏柵電源功率占氙離子PPU總功率的80%以上，穩(wěn)態(tài)輸出電壓在1 000 V 以上。 典型的霍爾PPU 由陽(yáng)極電源、陰極點(diǎn)火電源、陰極觸持電源及陰極加熱電源組成，其中陽(yáng)極電源功率占霍爾PPU總功率的90%以上，穩(wěn)態(tài)輸出電壓在300 V 以上[3]。 因此屏柵電源及陽(yáng)極電源這類(lèi)大功率高壓輸出電源是目前氙離子電推進(jìn)系統(tǒng)的核心部件，是目前國(guó)內(nèi)外學(xué)者研究的重點(diǎn)與難點(diǎn)[4]。

日本三菱公司針對(duì)200 mN 及250 mN 量級(jí)霍爾PPU的陽(yáng)極電源采用了兩個(gè)功率變換器組合使用的方式實(shí)現(xiàn)升壓大功率變換[5]，其中兩個(gè)功率變換器的原邊全橋逆變部分并聯(lián)輸入，副邊倍流整流部分串聯(lián)輸出。 該拓?fù)渚哂休敵鲭妷悍秶^寬、輸出二極管應(yīng)力小等特點(diǎn)。 NASA 研制的千瓦量級(jí)霍爾PPU 陽(yáng)極電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用了較為成熟的移相全橋拓?fù)?，該拓?fù)淠軌蛟谳^寬的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，從而使開(kāi)關(guān)損耗較小，同時(shí)還可以改善EMC 特性[6]。NASA 格林研究中心針對(duì)5～10 kW 量級(jí)離子電推進(jìn)中屏柵電源寬輸出電壓范圍的需求，提出了移相/PWM 混合控制雙全橋拓?fù)鋄7]。 該拓?fù)湓叞瑑蓚€(gè)并聯(lián)的全橋功率變換，通過(guò)對(duì)原邊開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)控制可使副邊的六個(gè)整流二極管工作在并聯(lián)或串聯(lián)的方式。該拓?fù)渚哂熊涢_(kāi)關(guān)、寬輸入輸出電壓變化范圍的特點(diǎn)。 針對(duì)AlphaBus 衛(wèi)星平臺(tái)及高效多級(jí)等離子體推力器對(duì)PPU 的電性能需求，德國(guó)Astrium 公司提出了一種平頂諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[8]。 該拓?fù)漭^適用于輸入輸出電壓都相對(duì)固定的場(chǎng)合，同時(shí)由于主功率變壓器上的電流為方波，電流有效值較小，導(dǎo)通損耗較低，且變換器開(kāi)關(guān)頻率較低，因此該拓?fù)渚哂行矢?、開(kāi)關(guān)管應(yīng)力低、易于并聯(lián)等特點(diǎn)。

由以上可以看出，單級(jí)全橋拓?fù)湟云涔β首儔浩鞔判纠寐矢?、開(kāi)關(guān)管電壓和電流應(yīng)力小及結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)在目前的電推進(jìn)電源系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。但是當(dāng)電推進(jìn)系統(tǒng)有多模式工作需求時(shí)，屏柵電源及陽(yáng)極電源需具備寬輸入輸出電壓范圍工作能力，此時(shí)傳統(tǒng)脈寬調(diào)制型全橋拓?fù)浯嬖谡伎毡茸兓秶蟆?設(shè)備利用率低、體積大及效率低等問(wèn)題[9-12]。 因此，本文提出了一種適用于寬輸入輸出電壓范圍的兩級(jí)式功率拓?fù)?，如圖1所示。前級(jí)為兩相反向耦合交錯(cuò)并聯(lián)Boost 變換器，該變換器具有電感紋波小且效率較高等優(yōu)點(diǎn)[13-15]，主要負(fù)責(zé)補(bǔ)償輸入母線(xiàn)電壓及寬范圍調(diào)節(jié)輸出電壓；而后級(jí)為工作于最優(yōu)頻率點(diǎn)的不控諧振拓?fù)?，效率較高，主要負(fù)責(zé)高變比隔離升壓。 該拓?fù)浼軜?gòu)的主要優(yōu)點(diǎn)為功能去耦，輸入輸出電壓調(diào)節(jié)范圍較寬。

圖1 適用于寬輸入輸出電壓范圍的兩級(jí)式功率拓?fù)?/p>

1 變換器特性

1.1 反向耦合交錯(cuò)并聯(lián)Boost 變換器等效電感分析

圖2 為反向耦合交錯(cuò)并聯(lián)Boost 變換器原理圖。 從圖中可得：

圖2 反向耦合交錯(cuò)并聯(lián)Boost 變換器

式中L1和L2為耦合電感自感；M 為耦合電感互感；k 為耦合電感耦合系數(shù)。

假設(shè)耦合電感自感相等，即L1=L1=L，則式(1)可簡(jiǎn)化為：

當(dāng)變換器工作于穩(wěn)態(tài)時(shí)，變換器輸入輸出電壓關(guān)系為：

圖3 為交錯(cuò)并聯(lián)Boost 變換器反向耦合電感電壓電流波形。 從圖中可以看出，變換器根據(jù)占空比小于或者大于0.5 可工作于兩種狀態(tài)。 根據(jù)圖3 中耦合電感兩端的電壓波形、式(2)及式(3)可知交錯(cuò)并聯(lián)Boost 變換器反向耦合電感在占空比D 小于0.5 或大于0.5 的等效電感相等，均如等式(4)所示。 兩者唯一的不同是當(dāng)D＜0.5時(shí)，耦合電感電流紋波由Leq1決定；而當(dāng)D＞0.5 時(shí)，耦合電感電流紋波由Leq3決定。

由以上分析及圖3 可得耦合電感紋波電流為：

圖3 反向耦合電感典型波形

圖4 等效電感歸一化系數(shù)及耦合電感紋波電流隨占空比D 變化曲線(xiàn)圖

根據(jù)式(4)及式(5)可得在不同的耦合系數(shù)k 的情況下，等效電感歸一化系數(shù)(Leq/L)及耦合電感紋波電流隨占空比D 變化而變化的曲線(xiàn)，如圖4 所示。從圖中可以看出，當(dāng)占空比D 小于0.5 時(shí)，等效電感隨著占空比的增大而增大；當(dāng)D 大于0.5 時(shí)，等效電感隨著占空比增大而減小，且等效電感在D=0.5 時(shí)達(dá)到最大值，此時(shí)耦合電感紋波電流也處于極小值。 因此在設(shè)計(jì)耦合電感時(shí)應(yīng)考慮將額定占空比設(shè)計(jì)在0.5 左右使紋波電流較小，減小開(kāi)關(guān)管電流峰值及有效值，達(dá)到減小開(kāi)關(guān)管損耗及提高效率的目的。 從圖4 中還可以看到，隨著耦合系數(shù)的增大，D=0.5 時(shí)的等效電感值也逐漸增大，但紋波電流并無(wú)明顯的減小。 且由式(4)及圖3 可知，變換器輸入電流紋波隨著耦合系數(shù)k 的增大而逐漸增大，從而提高了輸入濾波器的紋波抑制要求。

1.2 耦合電感磁芯設(shè)計(jì)

假設(shè)耦合電感兩繞組對(duì)稱(chēng)，匝數(shù)一樣，電流相等，若耦合電感磁芯的窗口面積完全被利用，可得式(6)：

式中：ku為耦合電感填充系數(shù)；Wa為磁芯窗口面積；N為耦合電感匝數(shù)；J 為電流密度。

假設(shè)耦合電感采用環(huán)形粉芯磁性，則磁芯磁通強(qiáng)度B 為：

式中，le為磁路長(zhǎng)度。

耦合電感兩繞組平均電流相等，從式(7)可以看出，耦合電感磁芯直流磁通抵消，只有交流磁通，且由圖3可知，磁芯交流磁通峰峰值ΔB 為：

式中，Δiin為交錯(cuò)Boost 變換器輸入電流峰峰值。

由圖3 可知交錯(cuò)Boost 變換器輸入電流峰峰值由等效電感Leq2決定，則Δiin為：

耦合電感自感為：

聯(lián)立式(6)～式(10)，可得磁芯面積需滿(mǎn)足下式：

假設(shè)兩級(jí)變換器總體效率為η，輸出最大功率為Pomax，則式(11)可簡(jiǎn)化為：

由式(12)可知，當(dāng)占空比D=0.5 時(shí)，耦合電感磁芯面積為最小值。因此，應(yīng)在最?lèi)毫忧闆r設(shè)計(jì)耦合電感磁芯，即占空比在最大或者最小值時(shí)計(jì)算耦合電感面積。

1.3 定頻LLC 變換器軟開(kāi)關(guān)條件分析

本文提出的兩級(jí)式功率拓?fù)浜蠹?jí)采用的是工作于諧振頻率點(diǎn)的LLC 變換器，因此LLC 變換器原邊主功率開(kāi)關(guān)管軟開(kāi)關(guān)主要通過(guò)激磁電感電流實(shí)現(xiàn)。 當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，激磁電感電流處于最大值，為：

式 中，ILm為 峰 值 激 磁 電 流；Lm為L(zhǎng)LC 主 功率變壓器激磁電感；vb為L(zhǎng)LC 變換器輸入母線(xiàn)電壓；Tsr為L(zhǎng)LC 變換器開(kāi)關(guān)頻率。

為使主功率開(kāi)關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開(kāi)通，LLC 主功率變壓器激磁電流需在死區(qū)時(shí)間內(nèi)使主功率開(kāi)關(guān)管漏源極電容及變壓器寄生電容完全充放電：

式中，td為L(zhǎng)LC 變換器原邊開(kāi)關(guān)管死區(qū)時(shí)間；Cso為開(kāi)關(guān)管漏源極等效電容；CT為主功率變壓器等效寄生電容。聯(lián)立式(6)和式(7)，可得激磁電感需滿(mǎn)足下式：

由式(8)可知，激磁電感取值不受負(fù)載及輸入電壓的影響， 即當(dāng)激磁電感取值合理時(shí)，LLC 變換器主功率開(kāi)關(guān)管能夠在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為驗(yàn)證所提出拓?fù)涞奶匦裕罱嗽順訖C(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。 表1 給出了原理樣機(jī)的主要系統(tǒng)參數(shù)。 本文所提出的兩級(jí)式拓?fù)淇刂撇呗院?jiǎn)圖如圖5 所示。從圖中可以看出，該拓?fù)洳捎昧穗p環(huán)控制策略，其中外環(huán)為總輸出電壓與Boost 輸出電壓外環(huán)，總輸出電壓外環(huán)負(fù)責(zé)補(bǔ)償輸入電壓變化及寬范圍調(diào)節(jié)輸出電壓，Boost 輸出電壓外環(huán)的作用為當(dāng)負(fù)載短路等故障狀態(tài)下限制Boost 變換器的最大輸出電壓。 總輸出電壓外環(huán)與Boost 輸出限壓外環(huán)的PID 輸出信號(hào)經(jīng)二極管取小后作為開(kāi)關(guān)管峰值電流內(nèi)環(huán)的給定。 同時(shí)為了防止發(fā)生次諧波振蕩，開(kāi)關(guān)管峰值電流反饋信號(hào)需與斜坡補(bǔ)償信號(hào)求和后才能作為電流內(nèi)環(huán)的反饋信號(hào)。

表1 原理樣機(jī)參數(shù)

圖5 兩級(jí)式拓?fù)淇刂撇呗院?jiǎn)圖

圖6 及圖7 分別給出了當(dāng)輸出電壓vo=1 000 V 及1 200 V 時(shí)，本文所提出的兩級(jí)式拓?fù)湓诓煌斎腚妷簵l件下的關(guān)鍵點(diǎn)波形圖，其中vb為前級(jí)交錯(cuò)Boost 變換器輸出電壓，vo為輸出電壓，iL1及iL2為耦合電感電流波形。 從圖中可以看出，當(dāng)輸入電壓在23～30V 變化時(shí)，兩級(jí)式拓?fù)漭敵鲭妷憾寄軌蛟? 000 ～1 200 V 范圍內(nèi)調(diào)整， 即兩級(jí)式拓?fù)渚邆鋵捿斎胼敵鲭妷悍秶ぷ髂芰?，較適用于有“多模式”工作需求的電推進(jìn)系統(tǒng)。從圖中還可以看出，當(dāng)占空比D 越接近0.5 時(shí)，耦合電感電流峰峰值越小。

圖6 當(dāng)vo=1 000 V 時(shí)兩級(jí)式拓?fù)湓诓煌斎腚妷簵l件下的關(guān)鍵點(diǎn)波形

圖7 當(dāng)vo=1 200 V 時(shí)兩級(jí)式拓?fù)湓诓煌斎腚妷簵l件下的關(guān)鍵點(diǎn)波形

圖8 當(dāng)vo=1 200 V 時(shí)后級(jí)LLC 變換器在不同負(fù)載條件下的軟開(kāi)關(guān)波形

圖9 當(dāng)vo=1 000 V 時(shí)后級(jí)LLC 變換器在不同負(fù)載條件下的軟開(kāi)關(guān)波形

圖8 及圖9 分別給出了當(dāng)輸出電壓vo=1 000 V 及1 200 V 時(shí)，后級(jí)LLC 變換器在不同負(fù)載條件下的軟開(kāi)關(guān)波形，其中vg6和vQ6分別為開(kāi)關(guān)管Q6的柵極和漏源極電壓，ir為諧振電感電流。 從圖中可以看出LLC 變換器原邊主功率開(kāi)關(guān)管在全輸出電壓范圍內(nèi)都能實(shí)現(xiàn)較寬范圍的軟開(kāi)關(guān)。 需要注意的是，當(dāng)負(fù)載較輕時(shí)，LLC 變換器原邊諧振電感電流ir畸變較為嚴(yán)重。 這是由于主功率高壓變壓器原副邊匝比較大，寄生電容較大，由式(15)可知需較大的激磁電流才能使開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。當(dāng)負(fù)載較輕時(shí)，激磁電流在原邊諧振電容電流中占的比例較大，因而產(chǎn)生了較嚴(yán)重的畸變。

3 結(jié)論

本文提出了一種具備寬輸入輸出電壓范圍工作能力的兩級(jí)式功率拓?fù)?。該拓?fù)淝凹?jí)為反向耦合兩相交錯(cuò)并聯(lián)Boost 變換器，主要負(fù)責(zé)補(bǔ)償輸入母線(xiàn)電壓及寬范圍調(diào)節(jié)輸出電壓，同時(shí)反向耦合電感有效地降低了電感電流紋波；后級(jí)為工作于最優(yōu)頻率點(diǎn)的LLC 拓?fù)?，主要?fù)責(zé)高變比隔離升壓，同時(shí)LLC 拓?fù)渲鞴β书_(kāi)關(guān)管都能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，效率較高。 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該拓?fù)溥m用于有“多模式”工作需求的電推進(jìn)電源系統(tǒng)。