輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)LCC變換器的設(shè)計

楊曉光 ，高正 ，席利根 ，李宇麒 ，溫靜

（1.河北工業(yè)大學(xué)省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點(diǎn)實驗室，天津 300130；2.河北工業(yè)大學(xué)河北省電磁場與電器可靠性重點(diǎn)實驗室，天津 300130）

高壓電源在X-射線技術(shù)、靜電除塵技術(shù)等領(lǐng)域應(yīng)用廣泛[1-3]。其中高頻逆變部分通常為諧振變換器，可實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓或零電流的開通和關(guān)斷，降低了電磁干擾，減小了開關(guān)損耗。LCC諧振變換器兼具串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，同時，工作在斷續(xù)模式下的LCC諧振變換器具有良好的調(diào)頻調(diào)壓特性，因此LCC諧振變換器更適合高壓電源[4-7]。

LCC變換器中高壓變壓器的絕緣應(yīng)力及其分布參數(shù)等問題限制了高壓電源電壓等級和功率等級的進(jìn)一步提高。較之集中式結(jié)構(gòu)，多倍壓電路與模塊化結(jié)構(gòu)的各種組合能夠有效地提高高壓電源的電壓與功率等級，其中，模塊化結(jié)構(gòu)更有利于電壓等級和功率等級的擴(kuò)展[8-9]。

模塊化結(jié)構(gòu)中輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)型（input parallel output series，IPOS）結(jié)構(gòu)更適合高電壓輸出。其優(yōu)點(diǎn)在于每個模塊的輸出電壓為總輸出電壓的1/n，大大降低輸出整流二極管的電壓應(yīng)力，n為模塊數(shù)；并且每個模塊的輸入電流為總輸入電流的1/n，降低了開關(guān)器件的電流應(yīng)力[10]。由于高壓變壓器的寄生參數(shù)會存在一定的差異，該差異會導(dǎo)致各模塊所能承擔(dān)的負(fù)載不同，進(jìn)而導(dǎo)致各單元模塊輸出電壓不一致[11]；為保證IPOS系統(tǒng)穩(wěn)定工作，必須使各單元模塊輸出均壓。

目前解決該問題的方法主要是通過控制策略，例如：集中控制法、分布邏輯控制法和主從控制法[12]。主從控制法具有可靠性高和程序?qū)崿F(xiàn)簡單的優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于模塊化電路[13]。

本文提出一種IPOS LCC軟開關(guān)諧振變換器。該變換器采用脈沖頻率調(diào)制（pulse frequency modulation，PFM）技術(shù)調(diào)壓，采用主從控制方法和脈沖跨周期調(diào)制技術(shù)（pulse skipping modulation，PSM）進(jìn)行均壓，采用交錯控制技術(shù)以減小紋波。

1 IPOS LCC變換器原理分析

IPOS連接的變換器拓?fù)淙鐖D1所示，其中Uin為輸入電壓，Uo為總輸出電壓，Io為總輸出電流；第i個單元模塊變換器拓?fù)淙鐖D2所示（i=1，2，…，n），圖2中，S1～S4為功率開關(guān)管，D1～D4為功率開關(guān)管寄生反并聯(lián)二極管，Uoi為輸出電壓，Iini為輸入電流，Lsi為串聯(lián)諧振電感，Cpi為并聯(lián)諧振電容，Csi為串聯(lián)諧振電容，Tr為變壓器，Ki為匝比，DR1～DR4為整流二極管，Idi為整流橋輸出電流，Co為濾波電容。

圖1 IPOS變換器拓?fù)銯ig.1 Topology of IPOS converter

圖2 單元模塊變換器拓?fù)銯ig.2 Topology of converter for unit module

當(dāng)LCC串并聯(lián)諧振變換器的諧振參數(shù)確定后，可得諧振頻率f0：

當(dāng)開關(guān)頻率fs＜0.5f0時，變換器工作在斷續(xù)模式（discontinous conduction mode，DCM）。對于DCM模式，又分為DCM1與DCM2兩種模式，主要波形圖如圖3所示。

圖3 DCM1和DCM2的主要波形圖Fig.3 Main waveforms of DCM1mode and DCM2mode

圖3中，工作在DCM模式下的變換器，開關(guān)管開通時，由于存在變壓器漏感，使得諧振電流緩慢上升能夠?qū)崿F(xiàn)零電流開關(guān)（zero current switch，ZCS）；在諧振電流反向流過反開關(guān)管的并聯(lián)二極管期間，控制開關(guān)管關(guān)斷，實現(xiàn)ZCS和零電壓開關(guān)（zero voltage switch，ZVS）。對于DCM1模式，保證在[t2，t3]時間段內(nèi)關(guān)斷驅(qū)動信號，開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS；對于DCM2模式，只要保證開關(guān)管在[t1，t3]期間關(guān)斷，開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS。

以DCM2實現(xiàn)軟開關(guān)為例，由文獻(xiàn)[7]的模態(tài)分析可知DCM2模式下t01，t03表達(dá)式如下：

其中

式中：t01，t03分別為[t2，t4]和[t0，t2]的持續(xù)時間。

變換器工作在 DCM2模式時，使 t01＜ton＜t03，可保證諧振電流反向流過反開關(guān)管的并聯(lián)二極管期間實現(xiàn)ZCS和ZVS，其中，ton為驅(qū)動脈沖的高電平時間。在實際控制中使開通時間略大于t01，可以實現(xiàn)ZCS。

2 IPOS變換器控制策略

為了實現(xiàn)IPOS變換器各個模塊在軟開關(guān)條件下的均壓控制，本文控制策略具有以下特點(diǎn)：

1）所有單元模塊開關(guān)頻率相同，以滿足交錯控制的要求；

2）恒定脈寬，以滿足LCC諧振變換器實現(xiàn)軟開關(guān)的要求；

3）開關(guān)頻率可調(diào)，以實現(xiàn)IPOS輸出電壓的控制；

4）采用PSM技術(shù)，通過控制脈寬置零的脈沖個數(shù)實現(xiàn)模塊均壓控制。

脈沖跨周期調(diào)制技術(shù)控制驅(qū)動脈沖序列如圖4所示。為了便于說明，假設(shè)單位時間的脈沖個數(shù)k=25，圖4中虛線脈沖表示0功率脈沖。每個脈寬都相同，但包含有功率脈沖和0功率脈沖，其特點(diǎn)是連續(xù)N個有功率脈沖后，第N+1個脈沖為0功率脈沖，1≤N＜k。例如，當(dāng)N=3時的脈沖序列如圖4a所示，當(dāng)N=5時的脈沖序列如圖4b所示。

圖4 PSM控制驅(qū)動脈沖Fig.4 Drive pulse for PSM control

當(dāng)采用PSM控制LCC變換器時，依據(jù)其實際的脈沖個數(shù)，可以定義一個等效頻率fse。當(dāng)采用PFM控制LCC變換器時的開關(guān)頻率也等于fse時，兩種控制方式下的LCC變換器的輸出電壓近似相等。因此PSM相應(yīng)于PFM的等效頻率為

式中：N為連續(xù)有功率脈沖個數(shù)；fs為開關(guān)頻率。

本文控制策略控制量為脈寬PW。首先確定脈寬以滿足LCC變換器軟開關(guān)的需求，通過調(diào)整fs實現(xiàn)恒壓，調(diào)整N實現(xiàn)均壓。因為恒壓控制與均壓控制都沒有改變脈寬，使得IPOS LCC變換器在進(jìn)行恒壓控制與均壓控制時仍然能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)。

圖5為IPOS變換器的控制流程圖，模塊間均壓控制方法采用自動選主的主從控制策略。輸出電壓最小的模塊為主模塊，其余模塊為從模塊。主模塊采用PFM調(diào)制技術(shù)，從模塊采用PSM調(diào)制技術(shù)。Uom為主模塊輸出電壓，Uo*為IPOS變換器輸出電壓的預(yù)期值。Ni表示第i個單元模塊N個脈沖后有一個0功率脈沖，ε1為系統(tǒng)輸出電壓允許誤差，ε2為均壓允許誤差，Δf為調(diào)頻步長，ΔN為0功率脈沖步長。

圖5 IPOS系統(tǒng)控制流程圖Fig.5 Control flow chart for the IPOS converter

系統(tǒng)上電進(jìn)行程序初始化，開關(guān)頻率由小到大以軟啟動的方式升壓。各單元模塊驅(qū)動脈沖相位依次延遲1/（2n）個開關(guān)周期Ts，以實現(xiàn)交錯控制。系統(tǒng)初始化結(jié)束后，均壓控制、穩(wěn)壓控制和交錯控制同時進(jìn)行。

3 實驗研究

雖然LCC變換器主要用于高壓電源，但考慮到高壓IPOS變換器樣機(jī)試制成本高，而降低變換器的電壓等級同樣也能驗證IPOS LCC變換器軟開關(guān)條件下的控制方法。因此，為了簡化實驗，本文設(shè)計了工作于低電壓條件下的兩模塊IPOS變換器。

實驗條件：Ls=3 μH，Cs=5 μF，由式（1）可知f0=41 kHz，使開關(guān)頻率工作在20.5 kHz以下變換器即可工作在DCM模式。由式（2）可知t01=12 μs，保證PW＞12 μs即可實現(xiàn)ZCS。輸入直流電壓Uin=40 V，IPOS滿載運(yùn)行時負(fù)載電阻Ro=80 Ω，fs的范圍為2～20 kHz，PW=20 μs，IPOS給定輸出電壓Uo=400 V，滿載功率為2 kW。

單元模塊變換器實驗波形如圖6所示。圖6a為負(fù)載電阻為滿載10%時IPOS單元模塊變換器的諧振電流波形，此時fs的值約為6 kHz。圖6b為滿載時單元模塊變換器的諧振電流波形，此時fs約為20 kHz。圖6中Uce為開關(guān)管兩端電壓波形，ir為諧振電流波形，Uge為驅(qū)動脈沖信號波形。實驗波形表明，兩單元模塊IPOS變換器在輕載與滿載時，都能工作于零電流開通（ZCS）與零電壓關(guān)斷（ZVS）。

IPOS變換器滿載時兩單元模塊交錯控制波形如圖7所示，ir1為單元模塊1的諧振電流波形，ir2為單元模塊2的諧振電流波形，ir2比ir1滯后1/4個開關(guān)周期，實現(xiàn)了交錯控制。圖7中ir1在橢圓形虛線內(nèi)缺失1個開關(guān)周期的諧振電流波形，對應(yīng)一個0功率脈沖。Uo1為單元模塊1（從模塊）的輸出電壓。

圖6 單元模塊變換器實驗波形Fig.6 Tested waveforms of unit module converter

圖7 兩單元模塊交錯控制實驗波形Fig.7 Tested waveforms of two module converters with interleaving control method

IPOS兩單元模塊整流器輸出電流波形如圖8所示，id1為單元模塊1整流橋輸出電流，id2為單元模塊2整流橋輸出電流，電流紋波頻率為變換器開關(guān)頻率的4倍。圖中橢圓形虛線內(nèi)缺失兩個周期的id1電流波形，對應(yīng)圖7中ir1缺失一個周期的波形，在此周期內(nèi)不向負(fù)載傳遞能量，以降低了從模塊的輸出電壓。

圖8 兩單元模塊采用交錯控制時整流橋輸出電流波形Fig.8 Output current waveforms of the converter rectifiers of the two module with interleaving control

實驗結(jié)果表明，IPOS變換器無論是軟啟動過程還是發(fā)生負(fù)載突變過程中都能實現(xiàn)軟開關(guān)，同時能夠?qū)崿F(xiàn)均壓穩(wěn)壓控制。

系統(tǒng)采用均壓控制時兩單元模塊輸出電壓波形如圖9所示，t=0時刻啟動IPOS變換器，fs初始值為2 kHz，t=0.8 s時達(dá)到穩(wěn)態(tài)，在t=1.9 s時將負(fù)載電阻切換為Ro=150 Ω，t=2.7 s時再次達(dá)到穩(wěn)態(tài)，在t=4.5 s時將負(fù)載電阻再次切換到Ro=80 Ω，t=5 s時再次達(dá)到穩(wěn)態(tài)。圖9所示的實驗結(jié)果表明：在整個過程中兩模塊的電壓基本相同，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時模塊間的均壓誤差小于2%，具有很好的均壓特性。

圖9 系統(tǒng)采用均壓控制時兩單元模塊輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waveforms of two module converter system with voltage-sharing control strategy

圖10為軟開關(guān)實驗波形。圖10a～圖10c分別為對應(yīng)圖9中A，B與C三處附近的波形，可以看出兩個模塊都能實現(xiàn)ZCS和ZVS。IPOS系統(tǒng)變換器輸出電壓波形如圖11所示。從圖11看出，IPOS變換器滿載時輸出電壓誤差小于1%。從圖10a～圖10c可以得出圖9中A，B，C三處電流的諧振周期分別為28 μs，20 μs和26 μs；因此，在設(shè)計諧振LCC諧振變換器時要考慮諧振參數(shù)和脈沖寬度的配置以保證ZVS。

圖10 軟開關(guān)實驗波形Fig.10 Waveforms of soft switching

圖11 IPOS系統(tǒng)變換器輸出電壓波形Fig.11 Output voltage waveform of the IPOS converter system

4 結(jié)論

本文提出的IPOS LCC變換器采用主從控制方法，主模塊采用PFM調(diào)制技術(shù)進(jìn)行電壓調(diào)節(jié)，從模塊采用PSM調(diào)制技術(shù)進(jìn)行均壓控制，并使用交錯控制方法減小紋波。最后通過實驗證明變換器在軟啟和負(fù)載突變過程中能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時模塊間均壓誤差小于2%，穩(wěn)壓誤差小于1%。