電動(dòng)汽車(chē)“驅(qū)動(dòng)-充電”一體化拓?fù)溲芯?/h1>

2019-09-05 02:58:38郭興眾

安徽工程大學(xué)學(xué)報(bào)訂閱 2019年3期 收藏

關(guān)鍵詞：同步電機(jī)永磁電感

王 鵬，楊 群，郭興眾*

(1.安徽工程大學(xué) 安徽省檢測(cè)技術(shù)與節(jié)能裝置重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，安徽 蕪湖 241000；2.蕪湖職業(yè)技術(shù)學(xué)院 機(jī)械工程學(xué)院，安徽 蕪湖 241003)

目前，電動(dòng)汽車(chē)技術(shù)正在飛速發(fā)展，電動(dòng)汽車(chē)市場(chǎng)也日益壯大。但現(xiàn)在的電動(dòng)汽車(chē)的電機(jī)驅(qū)動(dòng)器、電池充電器是兩個(gè)分離的裝置。電機(jī)驅(qū)動(dòng)器在車(chē)輛行駛時(shí)工作，車(chē)輛充電時(shí)被閑置，而電池充電器在車(chē)輛行駛時(shí)被閑置，車(chē)輛充電時(shí)才工作。既浪費(fèi)有限的車(chē)載空間，又提高了電動(dòng)汽車(chē)成本。為了實(shí)現(xiàn)大功率條件下的快速充電，地面還需要配置大功率充電機(jī)，占用大量土地面積，成本投資巨大，嚴(yán)重制約了電動(dòng)汽車(chē)的發(fā)展。因此，研制一種高效的電動(dòng)汽車(chē)“驅(qū)動(dòng)-充電”一體化裝置很是必要[1-2]。

基于此，對(duì)電動(dòng)汽車(chē)“驅(qū)動(dòng)-充電”一體化拓?fù)溥M(jìn)行了研究。該拓?fù)渚哂姓蝌?qū)動(dòng)和反向充電兩種工作狀態(tài)，正向工作時(shí)驅(qū)動(dòng)電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)，反向工作時(shí)給高壓電池組充電。下面就一體化拓?fù)浼跋鄳?yīng)控制策略進(jìn)行分析。

1 電動(dòng)汽車(chē)“驅(qū)動(dòng)-充電”一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

“驅(qū)動(dòng)-充電”一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，該系統(tǒng)主要由電池組、雙向半功率DC/DC轉(zhuǎn)換器、PWM整流器以及永磁同步電機(jī)構(gòu)成。

電動(dòng)汽車(chē)大多數(shù)情況下都以中低速運(yùn)行而且啟停的次數(shù)比較頻繁。另外，永磁同步電機(jī)在加減速情況下效率相對(duì)更高，因此采用永磁同步電機(jī)作為電動(dòng)汽車(chē)的驅(qū)動(dòng)電機(jī)。

雙向半功率DC/DC轉(zhuǎn)換器是考慮到純電動(dòng)汽車(chē)需要結(jié)構(gòu)裝置簡(jiǎn)單并且功率傳輸效率高的要求所提出的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2所示。當(dāng)能量由高壓側(cè)流向低壓側(cè)時(shí)，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器工作在BUCK模式；能量由低壓側(cè)流向高壓側(cè)時(shí)，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器工作在BOOST模式。在BOOST模式下，負(fù)載側(cè)有直接和電源相連的支撐電容，電容C1電壓是經(jīng)過(guò)DC/DC后升高的電壓，C2電壓是電源電壓。經(jīng)過(guò)DC/DC轉(zhuǎn)換器變換以后高于電源的電壓僅被加載到C1上，在電壓變換時(shí)對(duì)于C1的要求就會(huì)大大降低。其次，電源電壓直接加載在C2上，因此有一半功率是通過(guò)電源直接傳到負(fù)載側(cè)。同理，在BUCK模式下，電源側(cè)的一個(gè)電容直接接在負(fù)載上，因此在運(yùn)行過(guò)程中至少有一半的功率通過(guò)電容加載在負(fù)載上，這對(duì)于功率傳輸具有重要意義。不僅能夠降低電池組數(shù)量，減小車(chē)子的整體質(zhì)量，而且電動(dòng)機(jī)在制動(dòng)回饋時(shí)，又可以防止反向無(wú)法控制，避免逆變器出現(xiàn)浪涌電壓，提高電動(dòng)汽車(chē)運(yùn)行的穩(wěn)定性。由圖1可以看出，電路結(jié)構(gòu)采用三相三重拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)并通過(guò)并聯(lián)移相進(jìn)行控制，由于每個(gè)單元諧波分量相互抵消，這使得由電源電流引起的電源諧波污染會(huì)大大減小?？紤]濾波時(shí)，只需接上簡(jiǎn)單的LC濾波器就起到良好的濾波效果。而且，三相三重?cái)夭娐愤€具有很好的相互備用的功能，在轉(zhuǎn)換器工作中某一單元出現(xiàn)故障，其余單元可以繼續(xù)運(yùn)行，保持系統(tǒng)穩(wěn)定，這使得總體的可靠性得到提高[3-4]。

圖1 “驅(qū)動(dòng)-充電”一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 半功率雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

對(duì)于三相橋式逆變電路，采用IGBT作為開(kāi)關(guān)器件。首先，該逆變橋即PWM整流器能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向流動(dòng)即充電時(shí)實(shí)現(xiàn)整流功能，放電及驅(qū)動(dòng)時(shí)實(shí)現(xiàn)逆變功能。通過(guò)半功率DC/DC與逆變橋的裝置的大閉環(huán)協(xié)調(diào)控制，使驅(qū)動(dòng)最佳調(diào)制比動(dòng)態(tài)適應(yīng)，實(shí)現(xiàn)優(yōu)化驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)工作效率的目的。當(dāng)驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)時(shí)，電機(jī)如果需要自由滑行(駕駛員松油門(mén))，通過(guò)直接關(guān)閉DC/DC變換裝置和逆變橋來(lái)實(shí)現(xiàn)，即完全的電機(jī)無(wú)電空轉(zhuǎn)。而傳統(tǒng)電動(dòng)汽車(chē)永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制，由于沒(méi)有DC/DC變換裝置，必須通過(guò)零轉(zhuǎn)矩弱磁控制來(lái)模仿，即逆變橋仍然要工作，存在較大的電氣損耗。在380 VAC充電模式下，通過(guò)380 VAC充電轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)電路，分?jǐn)嚯姍C(jī)驅(qū)動(dòng)逆變橋與驅(qū)動(dòng)電機(jī)的連接，將380 VAC電源接入，電機(jī)驅(qū)動(dòng)逆變橋進(jìn)入整流工作狀態(tài)，將380 VAC整流為對(duì)應(yīng)的直流，供雙向DC/DC變換裝置反向工作，為電池組充電。

2 “驅(qū)動(dòng)-充電”一體化拓?fù)涞目刂品治?/h2>

2.1 雙向半功率DC/DC轉(zhuǎn)換器的數(shù)學(xué)模型和控制策略

選擇IGBT作為功率開(kāi)關(guān)器件。由于三相三重結(jié)構(gòu)中每一項(xiàng)都具有相同的波形，現(xiàn)以單項(xiàng)為例，闡述如下：

(1)BOOST模式下。SD1為主開(kāi)關(guān)管，SU1是同步開(kāi)關(guān)管，SD1和SU1互補(bǔ)導(dǎo)通，在驅(qū)動(dòng)兩個(gè)管子交替導(dǎo)通時(shí)設(shè)置死區(qū)時(shí)間，防止兩個(gè)管子同時(shí)導(dǎo)通造成短路。Uo和電感電壓同時(shí)加載在R上，因此電感和Uo同時(shí)對(duì)電容放電，電感電流線(xiàn)型減小，這個(gè)階段的公式如下：

(1)

(2)

當(dāng)SU1關(guān)斷，SD1導(dǎo)通時(shí)，此階段Vin電壓全部加載在電感上，電感儲(chǔ)能，電感電流線(xiàn)型增長(zhǎng)，同時(shí)電容為Vout續(xù)流，電容C2電壓始終為Vin?？傻霉饺缡?3)、式(4)、式(5)所示：

(3)

(4)

|ΔiL-|=ΔiL+,

(5)

化簡(jiǎn)可得：

(6)

因此可以通過(guò)調(diào)整占空比來(lái)改變輸出電壓的大小。

(2)BUCK模式下。SU1為主開(kāi)關(guān)管工作，SD1為同步開(kāi)關(guān)管工作。SU1和SD1互補(bǔ)導(dǎo)通，導(dǎo)通時(shí)設(shè)置死區(qū)時(shí)間，防止上下管子同時(shí)導(dǎo)通。當(dāng)SU1導(dǎo)通，SD1關(guān)斷時(shí)，這個(gè)階段電源電壓加載在電感L和電容兩側(cè)，電容C2的電壓就是負(fù)載端的電壓，由于輸入電壓大于輸出電壓所以電感電流成線(xiàn)型增長(zhǎng)，電感能量增加，同時(shí)對(duì)負(fù)載側(cè)充電，這個(gè)階段的狀態(tài)方程式如式(7)、式(8)所示：

(7)

(8)

式中,T是周期；D是占空比。

當(dāng)SU1關(guān)斷，SD1導(dǎo)通時(shí)，這個(gè)階段電感上電壓為-Uin，電感對(duì)外放電，電流開(kāi)始減小，開(kāi)關(guān)管SD1的電壓接近于0，如式(9)、式(10)所示：

(9)

(10)

當(dāng)轉(zhuǎn)換器工作在穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，電感釋放的能量與吸收的能量相等，因此可得式(11)：

|ΔiL-|=ΔiL+,

(11)

將式(8)、式(9)、式(10)、式(11)化簡(jiǎn)得：

Vout=DVin,

(12)

該結(jié)構(gòu)使用移相控制，而且三相三重?cái)夭娐愤€具有很好的相互備用的功能，在轉(zhuǎn)換器工作時(shí)某一單元出現(xiàn)故障，其余單元可以繼續(xù)運(yùn)行，保持系統(tǒng)穩(wěn)定從而使得總體的可靠性得到提高。移相控制是每個(gè)橋臂上的開(kāi)關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通，導(dǎo)通角為180度。三相交替導(dǎo)通每一相導(dǎo)通120度。在需要IGBT開(kāi)通或關(guān)斷時(shí)給它一個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)化效率。當(dāng)能量由高壓側(cè)流向低壓側(cè)時(shí)，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器工作在BUCK模式；能量由低壓側(cè)流向高壓側(cè)時(shí)，雙向DC/DC轉(zhuǎn)換器工作在BOOST模式。這種三相三重結(jié)構(gòu)可以使輸出的電流平均值是單個(gè)轉(zhuǎn)換器輸出母線(xiàn)電流的3倍，電流脈動(dòng)的頻率也是原來(lái)的3倍。由于3個(gè)基本單元輸出電流的脈動(dòng)幅值會(huì)相互抵消，從而使總的輸出電流脈動(dòng)減小[5-6]。與單向斬波電路相比，設(shè)輸出電流最大脈動(dòng)頻率一定時(shí)，所需的平波電抗器的總重量大為減輕。

2.2 永磁同步電機(jī)矢量控制下的MTPA控制策略

考慮到電動(dòng)汽車(chē)的驅(qū)動(dòng)要求、駕駛?cè)藛T的舒適性以及文中拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的復(fù)雜性，不能僅僅采用單一的控制策略?；诖耍罁?jù)永磁同步電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的工作特性圖[7]，最大功效地發(fā)揮驅(qū)動(dòng)電機(jī)的性能指標(biāo)，滿(mǎn)足車(chē)輛實(shí)際的運(yùn)行需要，提出了一種基于最大轉(zhuǎn)矩/電流(MTPA)的弱磁控制策略。以下部分進(jìn)行理論分析設(shè)計(jì)。

(13)

由數(shù)學(xué)極值原理得到條件極值解，滿(mǎn)足如下條件：

(14)

(15)

(2)基速以上的弱磁控制策略。當(dāng)永磁同步電機(jī)高速運(yùn)行時(shí)，電機(jī)實(shí)際的端電壓已經(jīng)升至極限值，過(guò)調(diào)制會(huì)出現(xiàn)不相等的前后電壓，因此采用最小幅值誤差過(guò)調(diào)制策略來(lái)得到實(shí)際電壓與參考電壓最小差值的問(wèn)題，其差值在d-q軸坐標(biāo)系表示如式(16)所示[7-8]：

(16)

電壓差值代價(jià)函數(shù)：

(17)

(18)

式(18)等式兩邊積分：

(19)

(20)

式中,ωc是低通濾波器截止頻率。

下面是定子電流矢量在d-q軸平面弱磁運(yùn)行過(guò)程中與旋轉(zhuǎn)Δθ角度的關(guān)系式：

(21)

結(jié)合式(19)、式(20)和式(21)可得：

(22)

電流補(bǔ)償角在一個(gè)周期內(nèi)很小，可用補(bǔ)償角替代正弦量，如式(23)所示：

(23)

圖3 基于MTPA的弱磁控制策略框圖

3 系統(tǒng)仿真

根據(jù)“驅(qū)動(dòng)-充電”一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)原理搭建矢量控制Simulink仿真圖。其中，永磁同步電機(jī)的各參數(shù)如下：電機(jī)相電感=0.665 mH；相電阻=0.03 Ω；極對(duì)數(shù)P=4；轉(zhuǎn)動(dòng)慣量J=0.11；轉(zhuǎn)子磁鏈為0.08 Wb；摩擦系數(shù)為0.000 84。電機(jī)的額定電壓為320 V，額定電流為160 A，額定功率為50 kW。

現(xiàn)給出永磁同步電機(jī)在一體化拓?fù)淇刂破髑樾蜗?，轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)子弧度、轉(zhuǎn)矩以及電機(jī)三相電流波形，分別如圖4、圖5、圖6和圖7所示。當(dāng)永磁電機(jī)開(kāi)始啟動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)速在基速以下,此時(shí)負(fù)載轉(zhuǎn)矩為最大值100 Nm，電機(jī)進(jìn)入最大轉(zhuǎn)矩/電流(MTPA)的控制策略，輸出大轉(zhuǎn)矩。由圖7可知，此時(shí)的電流有效值為153 A，也已升至為額定電流。在0～0.4 s時(shí)間段內(nèi)不斷增速，基于恒功率的弱磁控制策略，電機(jī)轉(zhuǎn)速升高至850 rad/s，此時(shí)對(duì)應(yīng)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩已降為40 Nm，電流保持最大值不變。在0.4～1 s時(shí)間段內(nèi)，當(dāng)永磁電機(jī)勻速驅(qū)動(dòng)時(shí)，電機(jī)轉(zhuǎn)速保持850 rad/s不變，由于沒(méi)有大輸出轉(zhuǎn)矩要求，電機(jī)轉(zhuǎn)矩降為最小值10 Nm，并且保持不變。此時(shí)進(jìn)入最大功率輸出區(qū)域，仍采用弱磁的控制策略，其電流保持不變。在電機(jī)1 s給出加速信號(hào)，轉(zhuǎn)矩出現(xiàn)一個(gè)突變過(guò)程，而后隨著速度的增加而減少，在弱磁控制策略下，三相電流仍為額定輸出。1.7 s后，轉(zhuǎn)矩恒定輸出，轉(zhuǎn)速平穩(wěn)。電機(jī)的轉(zhuǎn)子弧度一直近似線(xiàn)性增加如圖5所示。

圖4 電機(jī)轉(zhuǎn)速波形 圖5 電機(jī)轉(zhuǎn)子弧度

圖6 電機(jī)轉(zhuǎn)矩波形 圖7 電機(jī)三相電流波形

此一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)通過(guò)共享IGBT也可以實(shí)現(xiàn)對(duì)電池的反向充電。通過(guò)380 VAC充電轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)電路，分?jǐn)嚯姍C(jī)驅(qū)動(dòng)逆變橋與驅(qū)動(dòng)電機(jī)的連接，將380 VAC電源接入，電機(jī)驅(qū)動(dòng)逆變橋進(jìn)入整流工作狀態(tài)，將380 VAC整流為對(duì)應(yīng)的直流供雙向DC/DC變換裝置反向工作，為電池組充電。三相PWM整流器整流之后母線(xiàn)電壓波形如圖8所示。母線(xiàn)電壓經(jīng)過(guò)大約0.01 s就達(dá)到所需電壓300 V并且保持穩(wěn)定。經(jīng)過(guò)雙向半功率DC/DC降壓后，對(duì)電池組進(jìn)行大功率充電。電池充電時(shí)的充電電流與充電電壓波形分別如圖9、圖10所示。三相電壓380 V供電時(shí)，充電電流很快穩(wěn)定在120 A并且充電電壓在260 V。電池的充電功率達(dá)到30 kW，滿(mǎn)足大功率充電模式下大電流快速充電的要求，而且快速性與穩(wěn)定性也得以保證。

圖8 母線(xiàn)電壓波形

圖9 充電電流波形 圖10 充電電壓波形

4 結(jié)論

針對(duì)提出的一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，正向工作時(shí)驅(qū)動(dòng)電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)，反向工作時(shí)給高壓電池組充電，共享IGBT管，無(wú)需增加額外的拓?fù)潆娐芳肮β势骷?，具有成本?yōu)勢(shì)和尺寸優(yōu)勢(shì)；提出一種基于MTPA的永磁同步電機(jī)弱磁控制策略，給出永磁同步電機(jī)在一體化控制器情形下，轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)子弧度以及電機(jī)三相電流波形，仿真結(jié)果滿(mǎn)足電機(jī)的驅(qū)動(dòng)性能要求；在大功率充電模式下，電池的充電功率可以達(dá)到30 kW，充電電流與充電電壓的快速性與穩(wěn)定性也得以保證。通過(guò)仿真驗(yàn)證了一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略的可行性與有效性，取消地面大功率充電機(jī)的配置，大幅度減少電氣設(shè)備成本，使得電動(dòng)汽車(chē)在偏遠(yuǎn)地區(qū)也可以廣泛應(yīng)用，具有一定的使用價(jià)值與應(yīng)用前景。

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