全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)誘導(dǎo)式欺騙檢測*

周 甍，李 洪，王楚涵，馬天翊，陸明泉

(清華大學(xué) 電子工程系， 北京 100084)

全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System, GNSS)的安全性研究已經(jīng)成為導(dǎo)航系統(tǒng)發(fā)展的重點(diǎn)研究問題。在社會(huì)經(jīng)濟(jì)領(lǐng)域，GNSS的應(yīng)用涉及交通、電力、通信、金融等各方各面。GNSS的安全性和可用性關(guān)系著巨大的產(chǎn)業(yè)價(jià)值。如果GNSS 信號(hào)被干擾，輕則導(dǎo)致GNSS 用戶體驗(yàn)下降，重則造成無法彌補(bǔ)的經(jīng)濟(jì)損失。而GNSS欺騙，不同于其他類型的干擾，它是一種惡意的破壞，有可能帶來災(zāi)難性的后果，甚至威脅到人們的人身安全。

為了證明GNSS脆弱性[1-3]，越來越多的研究機(jī)構(gòu)開始利用GNSS欺騙設(shè)備對(duì)依賴GNSS進(jìn)行授時(shí)或?qū)Ш降慕K端進(jìn)行欺騙實(shí)驗(yàn)。其中，公開發(fā)表文獻(xiàn)資料較多的有Humphreys及其研究小組，他們成功利用研制的全球定位系統(tǒng)(Global Position System,GPS)欺騙設(shè)備[4-5]對(duì)電網(wǎng)相位測量單元(Phasor Measurement Unit, PMU)進(jìn)行欺騙，在開始發(fā)送欺騙信號(hào)的1700 ms后將PMU的相位解算結(jié)果拉偏70°。并且，該團(tuán)隊(duì)在意大利附近的國際水域上同樣通過偽造的GPS 信號(hào)將一艘價(jià)值達(dá)8000 萬美元的私人游艇引導(dǎo)上偏離計(jì)劃航線的方向，且航線的偏離并沒有觸發(fā)船舶導(dǎo)航設(shè)備的告警。

GNSS欺騙技術(shù)通常有自主生成式、轉(zhuǎn)發(fā)式和誘導(dǎo)式三種。自主生成式欺騙[6]利用公開的導(dǎo)航信號(hào)接口文件，自主生成導(dǎo)航信號(hào)，類似信號(hào)模擬源，并用較大的功率奪取接收機(jī)的控制權(quán)，這種欺騙方式成本低，實(shí)現(xiàn)簡單，但是生成的欺騙信號(hào)與真實(shí)信號(hào)相差甚遠(yuǎn)，因此很容易被檢測出來。轉(zhuǎn)發(fā)式欺騙[7]將接收到的真實(shí)信號(hào)復(fù)制加上延遲后作為欺騙信號(hào)轉(zhuǎn)發(fā)出來，這種欺騙主要針對(duì)接口文件不公開的導(dǎo)航信號(hào)，但為了奪取控制權(quán)，依然需要提高欺騙信號(hào)的功率，并打斷接收機(jī)的跟蹤狀態(tài)，使其重新進(jìn)入捕獲狀態(tài)，可以采用功率檢測法對(duì)其進(jìn)行檢測。誘導(dǎo)式欺騙技術(shù)是現(xiàn)有的欺騙技術(shù)里唯一可以不改變接收機(jī)跟蹤狀態(tài)奪取控制權(quán)的一種欺騙方式，所以極具隱蔽性，很難用功率檢測法等常規(guī)方法檢測出來，目前對(duì)它的檢測方法主要有Delta Metric、Ratio Metric等[8-9]，其基本思想是檢測其在欺騙過程中引起的碼環(huán)信號(hào)畸變，但是這種檢測手段很難將多徑信號(hào)與欺騙信號(hào)區(qū)分開來，因此虛警概率較高。

本文提出一種對(duì)兩路GNSS信號(hào)同時(shí)進(jìn)行處理的combo-signal模型，這種模型把兩路信號(hào)等價(jià)成一個(gè)二進(jìn)制偏移載波(Binary Offset Carrier,BOC)信號(hào)，對(duì)新的BOC信號(hào)進(jìn)行處理，這使得接收機(jī)能夠獲得比單獨(dú)處理一路信號(hào)更多的觀測量，并據(jù)此對(duì)誘導(dǎo)式欺騙信號(hào)固有的載波頻率變化進(jìn)行檢測。

1 combo-signal處理模型

現(xiàn)代GNSS的每顆衛(wèi)星通常都能利用頻率復(fù)用技術(shù)發(fā)射多個(gè)中心頻率不一樣的導(dǎo)航信號(hào)，接收機(jī)可以通過同時(shí)處理這些信號(hào)來獲得更為精準(zhǔn)的定位授時(shí)結(jié)果，例如：利用載波通過電離層的延時(shí)與頻率平方成反比的特性來設(shè)計(jì)多頻接收機(jī)，準(zhǔn)確地消除電離層延遲[6-7]；或者是對(duì)多個(gè)頻點(diǎn)的測量值進(jìn)行組合，進(jìn)行雙差或三差定位，消除接收機(jī)鐘差和載波測量的整周模糊度，提高定位解算和授時(shí)精度[10-12]。然而這些處理方式都是對(duì)每個(gè)頻點(diǎn)的信號(hào)單獨(dú)進(jìn)行處理，無法利用信號(hào)之間的相互關(guān)系來檢測欺騙信號(hào)。

如果一對(duì)導(dǎo)航信號(hào)的時(shí)鐘源同步，則其載波頻率和相位之間的相對(duì)關(guān)系是已知的，充分利用兩者之間的頻率和相位關(guān)系可以檢測到誘導(dǎo)式欺騙信號(hào)引起的載波環(huán)變化。設(shè)這樣一組同步的導(dǎo)航信號(hào)為(s1，s2)，且s1，s2可以用式(1)表示：

(1)

其中：t-τ代表信號(hào)傳輸時(shí)間；f1、f2分別代表兩個(gè)信號(hào)到達(dá)接收機(jī)時(shí)載波的中心頻率；A1、A2分別代表兩個(gè)信號(hào)的幅度；φ1、φ2分別代表兩個(gè)信號(hào)到達(dá)接收機(jī)時(shí)的載波相位；c1、c2分別代表兩路信號(hào)上面加載的偽碼。

如果令f′1=(f1+f2)/2，φ′1=(φ1+φ2)/2，f′2=(f1-f2)/2，φ′2=(φ1-φ2)/2，則式(1)與式(2)等價(jià)。

(2)

所以接收機(jī)接收到的信號(hào)可以表示成式(3)。

s(t)=A1c1(t-τ)cos[2π(f′1+f′2)(t-τ)+φ′1+φ′2]+A2c2(t-τ)cos[2π(f′1-f′2)(t-τ)+φ′1-φ′2]

(3)

如果將式(3)中前后兩項(xiàng)的系數(shù)進(jìn)行歸一處理，就可以構(gòu)造出一個(gè)新的BOC信號(hào)，如式(4)所示，其主載波的中心頻率為f′1，副載波的中心頻率為f′2。

s(t)=cos(2πf′1t-2πf′1τ+φ′1)+

cos(2πf′2t-2πf′2τ+φ′2)

(4)

將可以這樣處理的一組導(dǎo)航信號(hào)稱為一組combo-signal，這種處理技巧使得接收機(jī)只要能同時(shí)獲取兩路同步信號(hào)，就可以當(dāng)成BOC信號(hào)來處理，從而利用BOC調(diào)制和解調(diào)的優(yōu)勢，對(duì)欺騙信號(hào)進(jìn)行檢測。實(shí)際上，GNSS中，這樣的同步信號(hào)有很多，而最適合當(dāng)成BOC信號(hào)來處理的有：GPS的L1C與L1I，Galileo的E5A與E5B，BD的B1C與B1I等。這些信號(hào)由同一顆衛(wèi)星的相同時(shí)鐘源產(chǎn)生，并經(jīng)過同樣的傳播路徑到達(dá)接收機(jī)，因此信號(hào)的傳播延遲也相同。

對(duì)比傳統(tǒng)的雙路二進(jìn)制相移鍵控跟蹤 (Dual Binary phase shift keying Tracking，DBT)算法，combo-signal信號(hào)的上下兩個(gè)邊帶有明顯的非對(duì)稱性，其功率和偽隨機(jī)碼都不相同，因此需要增加歸一化處理。對(duì)式(3)做相關(guān)后，可以得到上下邊帶的相關(guān)值如式(5)：

(5)

(6)

由式(6)可以看出，通過上下邊帶的功率倒數(shù)對(duì)相關(guān)值加權(quán)，實(shí)現(xiàn)了載波和副載波相位差的解耦，然后使用四象限反正弦鑒相器實(shí)現(xiàn)獨(dú)立鑒相和跟蹤，表達(dá)式如下所示：

Δθ=arctan2(Im(Rc),Re(Rc))

(7)

Δφ=arctan2(Im(Rs),Re(Rs))

(8)

綜上，通過單獨(dú)的載波環(huán)和副載波環(huán)分別驅(qū)動(dòng)載波相位和副載波相位的估計(jì)值，使之與同相支路對(duì)齊，此時(shí)上下兩個(gè)邊帶的相位也分別對(duì)齊，從而實(shí)現(xiàn)雙邊帶的載波相位的鎖定與跟蹤，而且可以得到兩路信號(hào)的載波相位值和頻率值。在這種處理模式下，如果檢測到欺騙信號(hào)，可以切換到單邊帶模式，達(dá)到反欺騙的效果；而不存在欺騙信號(hào)時(shí)，可以同時(shí)處理雙邊帶信號(hào)，從而提高定位精度。

2 基于combo-signal模型的誘導(dǎo)式欺騙檢測技術(shù)

2.1 誘導(dǎo)式欺騙過程分析

典型的誘導(dǎo)式欺騙方法過程如圖1所示。欺騙信號(hào)首先會(huì)以極低的功率進(jìn)入接收機(jī)處理環(huán)路，使其隱藏在噪聲和多徑信號(hào)中，如圖1(a)所示。然后緩慢地接近真實(shí)信號(hào)，直到載波相位和碼相位跟真實(shí)信號(hào)對(duì)齊。在對(duì)齊之后，增加欺騙信號(hào)功率，使其略高于真實(shí)信號(hào)，占據(jù)接收機(jī)處理環(huán)路的主導(dǎo)權(quán)，如圖1(b)所示。最后，緩慢地偏離真實(shí)信號(hào)，使得接收機(jī)的載波環(huán)路和碼環(huán)產(chǎn)生的本地碼相位逐漸偏離真實(shí)信號(hào)的相位，如圖1(c)所示，當(dāng)真實(shí)信號(hào)與本地碼的相位偏差超過環(huán)路鑒相器的牽引范圍后，接收機(jī)的控制權(quán)就會(huì)完全轉(zhuǎn)移到欺騙信號(hào)上，此時(shí)，欺騙信號(hào)可以隨意篡改偽距和導(dǎo)航電文，使得接收機(jī)得到錯(cuò)誤的定位解算結(jié)果。

通過對(duì)誘導(dǎo)式欺騙過程的分析可以發(fā)現(xiàn)，典型的誘導(dǎo)型欺騙信號(hào)在欺騙過程中，為了使本地碼的相位發(fā)生偏移，它的相位會(huì)發(fā)生規(guī)律性的改變。對(duì)于同時(shí)接收一對(duì)combo-signal的接收機(jī)來說，如果欺騙信號(hào)僅對(duì)其中一路信號(hào)進(jìn)行攻擊，那么這種規(guī)律性的改變可以通過兩路信號(hào)之間固有的頻率和相位相關(guān)性檢測出來，這就為欺騙信號(hào)的檢測提供了思路和方法。下面將對(duì)此進(jìn)行詳細(xì)分析。

(a) 假信號(hào)低功率接近真實(shí)信號(hào)(a) Spoofing signal closes real signal with low power

(b) 假信號(hào)與真信號(hào)對(duì)齊并提高功率(b) Spoofing signal aligns with real signal and increases power

(c) 假信號(hào)遠(yuǎn)離真實(shí)信號(hào)(c) Spoofing signal aways from real signal圖1 誘導(dǎo)式欺騙過程示意Fig.1 Process of induced spoofing

2.2 檢測模型

假設(shè)：攻擊方可以準(zhǔn)確獲得目標(biāo)機(jī)的速度信息，這對(duì)于大多數(shù)欺騙場景是可以實(shí)現(xiàn)的，例如靜態(tài)接收機(jī)、勻速行進(jìn)的輪船車輛等；欺騙發(fā)生時(shí)，接收機(jī)是處于對(duì)真實(shí)信號(hào)的穩(wěn)定跟蹤狀態(tài)下。因此，在欺騙初始階段，真實(shí)信號(hào)的載波頻率、欺騙信號(hào)的載波頻率與接收機(jī)產(chǎn)生的本地載波頻率，三者一致。但是，通常情況下，欺騙信號(hào)的載波相位很難做到跟真實(shí)信號(hào)的載波相位對(duì)齊，兩者之間的相位存在差異，將真實(shí)信號(hào)到達(dá)接收機(jī)時(shí)的載波相位記為θr，欺騙信號(hào)到達(dá)接收機(jī)時(shí)的載波相位記為θs，接收機(jī)復(fù)制的本地載波相位記為θ0。鎖相環(huán)的鑒相結(jié)果如式(9)所示：

ud(t)=[ur(t)+us(t)]u0(t)

=U0cos(ω0t+θ0)[Ursin(ωrt+θr)+

Ussin(ωst+θs)]

sin[(ωr-ω0)t+θr-θ0]}+

sin[(ωs-ω0)t+θs-θ0]}

(9)

其中，ur(t)、us(t)和u0(t)分別代表真實(shí)信號(hào)、欺騙信號(hào)和本地復(fù)現(xiàn)信號(hào)，U0、Ur和Us分別代表本地復(fù)現(xiàn)信號(hào)、真信號(hào)和假信號(hào)的振幅，ω0、ωr和ωs分別代表三個(gè)信號(hào)的頻率。

信號(hào)ud(t)經(jīng)過環(huán)路濾波器后，高頻信號(hào)被濾除，此時(shí)輸出信號(hào)為：

(10)

數(shù)控振蕩器(Numerically Controlled Oscillator,NCO)將根據(jù)uf(t)調(diào)整本地復(fù)制載波u0(t)的頻率，最終使得uf(t)趨近于0，此時(shí)接收機(jī)進(jìn)入鎖定狀態(tài)。當(dāng)載波環(huán)里只有真實(shí)信號(hào)存在時(shí)，根據(jù)式(10)，uf(t)=0時(shí)，θr=θ0，本地載波對(duì)齊，完成鎖相。而在真實(shí)信號(hào)與欺騙信號(hào)同時(shí)存在時(shí)，根據(jù)式(10)，uf(t)=0時(shí)會(huì)有：

Ursin[(ωr-ω0)t+θr-θ0]+
Ussin[(ωs-ω0)t+θs-θ0]=0

(11)

根據(jù)前面的假設(shè)，欺騙信號(hào)、真實(shí)信號(hào)的載波頻率都與本地信號(hào)的載波頻率一致，即ωr=ωs=ω0，式(11)可以進(jìn)一步簡化為：

Ursin(θr-θ0)+Ussin(θs-θ0)=0

(12)

此時(shí)，本地載波將不再與真實(shí)信號(hào)對(duì)齊，其相位將是θr與θs之間的一個(gè)值。如果θr-θ0，θs-θ0足夠小，則sin(θr-θ0)≈θr-θ0，sin(θs-θ0)≈θs-θ0，可以得到：

(13)

其中，η=Us/Ur為欺信比。

由于一組combo-signal產(chǎn)生的時(shí)鐘源一致，而且兩路導(dǎo)航信號(hào)到接收機(jī)的傳輸路徑基本相同，因此，這兩路信號(hào)的相位可以表述如下：

θ2(t)=g(θ1(t))=(f2-f1)t+θ2(0)-θ1(0)-2πN

(14)

其中：f1，f2分別表示組成combo-signal的兩路信號(hào)的中心頻率；θ1(0)，θ2(0)分別表示兩路信號(hào)的初始相位，因?yàn)閮陕沸盘?hào)同源，所以可以認(rèn)為θ2(0)-θ1(0)約等于0；N代表整周模糊度。

在接收機(jī)同時(shí)處理這兩路信號(hào)的情況下，假設(shè)欺騙信號(hào)對(duì)中心頻率為f1的信號(hào)進(jìn)行了攻擊，將這兩路信號(hào)的鎖相結(jié)果做差將得到：

(15)

可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)欺騙信號(hào)進(jìn)入載波環(huán)后，這個(gè)差值將發(fā)生跳變。另外，誘導(dǎo)式欺騙信號(hào)的特征是，為了奪取接收機(jī)的控制權(quán)，其信號(hào)會(huì)慢慢遷移，表現(xiàn)在載波信號(hào)上就是載波相位會(huì)以一定速率發(fā)生變化，如式(16)所示。

(16)

對(duì)式(16)中最后一個(gè)等式求導(dǎo)得到

(17)

圖2 欺騙攻擊過程中兩路載波相位差變化Fig.2 Phase difference change of two carriers in spoofing attack

f2-f1對(duì)于一對(duì)combo-signal來說是已知，因此可以采用NP(Neyman-Pearson)檢測[13]來檢測誘導(dǎo)式欺騙攻擊是否存在。檢測模型如式(18)所示。

(18)

其中，H0代表欺騙攻擊不存在，H1代表欺騙攻擊存在。

2.3 檢測門限

(19)

其中：C/N0代表載噪比；F在C/N0高時(shí)取值為1，否則取值為2；BL代表鎖頻環(huán)的噪聲帶寬；Tcoh代表預(yù)檢相干積分時(shí)間。

(20)

式(20)等效為：

(21)

因此，判決最終等價(jià)于：

(22)

等式兩邊取對(duì)數(shù)得到：

(23)

即

(24)

令

當(dāng)f2-f1的觀測量大于γ′時(shí)，判定欺騙信號(hào)存在。此時(shí)虛警概率和檢測概率如式(25)、式(26)所示。

(25)

(26)

在實(shí)際應(yīng)用中，通常用給定的虛警概率來確定檢測門限。利用式(25)即可反解出檢測門限γ′，再由式(26)計(jì)算檢測概率。

從式(26)可以看出，在虛警概率固定情況下，檢測概率成為欺信比η和欺騙信號(hào)牽引速度fe及環(huán)路噪聲均方差σFLL的函數(shù)。檢測概率會(huì)隨著η和fe的增加而增加。而且，載噪比C/N0越大，鎖頻環(huán)的噪聲帶寬BL越小，預(yù)檢相干積分時(shí)間Tcoh越大，將導(dǎo)致均方差σFLL越小，同樣會(huì)使得檢測概率增大。

3 實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)與結(jié)果

為了驗(yàn)證combo-signal模型的欺騙檢測性能，采用北斗的B1I 和B1C信號(hào)對(duì)其進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。北斗系統(tǒng)的B1I 和B1C信號(hào)正是一組中心頻點(diǎn)相近的combo-signal，B1C信號(hào)的中心頻點(diǎn)為1575.42 MHz，B1I信號(hào)的中心頻點(diǎn)為1561.098 MHz，兩者同時(shí)處理時(shí)，等價(jià)于一個(gè)BOC(m,n)信號(hào)。其中，m=7為B1C和B1I信號(hào)中心頻點(diǎn)之差的二分之一；n=2為擴(kuò)頻碼速率。由于B1I 和B1C信號(hào)還在實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證階段，無法使用真實(shí)的衛(wèi)星信號(hào)進(jìn)行試驗(yàn)，所以采用MATRIX GNSS-8440多標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)發(fā)生器作為GNSS信號(hào)模擬源對(duì)B1I 和B1C信號(hào)進(jìn)行仿真。

實(shí)驗(yàn)在清華大學(xué)軟件接收機(jī)平臺(tái)上進(jìn)行，該平臺(tái)實(shí)現(xiàn)了對(duì)combo-signal模型的處理。接收器設(shè)備配置包括：Intel(R)Core(TM)i7-6700K CPU，主頻4.00 GHz，內(nèi)存16.0 GB，NVIDIA GeForce GTX TITAN X GPU。另外，使用定制的信號(hào)采集器來實(shí)現(xiàn)下變頻、采樣和濾波，信號(hào)采樣率為120 MHz，前端帶寬為50 MHz；預(yù)檢測積分時(shí)間為100 ms；載波環(huán)路的等效噪聲帶寬設(shè)置為1 Hz，載噪比為30 dB。

3.1 檢測概率驗(yàn)證與分析

通過一組實(shí)驗(yàn)對(duì)前面分析得到的檢測概率進(jìn)行驗(yàn)證。在實(shí)驗(yàn)開始階段，模擬源只產(chǎn)生一路信號(hào)，將其視為真實(shí)信號(hào)。當(dāng)接收機(jī)收到這路信號(hào)并進(jìn)入穩(wěn)定跟蹤狀態(tài)后，模擬源開始發(fā)射欺騙信號(hào)。真假信號(hào)的載波相位之間有一個(gè)差值，而且此時(shí)欺騙信號(hào)的功率遠(yuǎn)低于真實(shí)信號(hào)。慢慢調(diào)整欺騙信號(hào)的載波相位使其與真實(shí)信號(hào)對(duì)齊；在對(duì)齊后，增加欺騙信號(hào)的功率，使其大于真實(shí)信號(hào)；再次調(diào)整欺騙信號(hào)的載波相位使其慢慢遠(yuǎn)離真實(shí)信號(hào)。這樣就模擬了誘導(dǎo)式欺騙信號(hào)奪取接收機(jī)處理環(huán)路的整個(gè)過程。

設(shè)定虛警概率為1×10-6，根據(jù)式(25)計(jì)算得到的檢測門限為γ′=18.83 Hz。固定欺信比為1.5，欺騙信號(hào)牽引速度即真假信號(hào)相對(duì)頻率差fe設(shè)置為8～12.5 Hz，間隔0.5 Hz。繪制與檢測門限γ′對(duì)應(yīng)的檢測概率曲線，如圖3(a)中的實(shí)線所示。在相同設(shè)置下用模擬信號(hào)重復(fù)100次得到檢測概率的統(tǒng)計(jì)結(jié)果，如圖3(a)中的帶方框的折線所示。再將fe固定為10 Hz，欺信比設(shè)置為1.1～2，間隔0.1。繪制與檢測門限γ′對(duì)應(yīng)的檢測概率曲線，如圖3(b)中的實(shí)線所示，在相同設(shè)置下用模擬信號(hào)重復(fù)100次得到檢測概率的統(tǒng)計(jì)結(jié)果，如帶方框的折線所示。

比較實(shí)驗(yàn)統(tǒng)計(jì)結(jié)果和理論曲線發(fā)現(xiàn)實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論曲線基本吻合。從圖中可以看到，欺騙信號(hào)的牽引速度對(duì)檢測概率的影響很大，欺信比取值為1.5、fe等于8 Hz時(shí)，檢測概率只有62%；一旦fe達(dá)到10 Hz以上，檢測概率明顯提高，可以達(dá)到90%以上。如果牽引速度取值為10 Hz，欺信比只要大于1.4，就可以有90%以上的檢測概率。綜上所述，該方法可以對(duì)欺信比大于1.4或牽引速度大于10 Hz的誘導(dǎo)式欺騙信號(hào)進(jìn)行有效檢測。

(a) 牽引速度對(duì)檢測概率的影響(a) Influences of traction speed on detection probability

(b) 欺信比對(duì)檢測概率的影響(b) Influences of spoof-signal ratio on detection probability圖3 仿真結(jié)果與理論值比對(duì)Fig.3 Comparison of simulation results with theoretical values

3.2 多徑信號(hào)虛警概率改進(jìn)驗(yàn)證

通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該檢測算法在特定環(huán)境下可以將多徑與欺騙信號(hào)區(qū)分開來，降低虛警概率。模擬源產(chǎn)生兩路信號(hào)，一路作為真實(shí)信號(hào)，另一路為多徑信號(hào)。多徑信號(hào)與真實(shí)信號(hào)的載波相位之間存在一個(gè)固定差值，且功率低于真實(shí)信號(hào)，但頻率與真實(shí)信號(hào)一致。分別采用基于combo-signal模型的檢測算法、Delta Metric和Ratio Metric算法對(duì)信號(hào)進(jìn)行檢測，三種算法對(duì)欺騙信號(hào)的檢測概率設(shè)定為95%，在此條件下統(tǒng)計(jì)三種算法將多徑信號(hào)誤判為欺騙信號(hào)的概率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖4所示，橫坐標(biāo)代表多徑信號(hào)與真實(shí)信號(hào)的振幅比，縱坐標(biāo)代表將多徑信號(hào)誤判為欺騙信號(hào)的概率。

圖4 多徑虛警概率對(duì)比Fig.4 Comparison of false alarm probability caused by multipath

分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果得到結(jié)論：本文提出的檢測算法將多徑信號(hào)誤判為欺騙信號(hào)的概率遠(yuǎn)低于Delta Metric算法和Ratio Metric算法。這是由于多徑信號(hào)與真實(shí)信號(hào)的載波相位差一直維持不變(在接收機(jī)和多徑信號(hào)源之間的相對(duì)距離不發(fā)生改變的情況下成立)，因此兩路信號(hào)之間的頻率差不會(huì)出現(xiàn)變化，檢測算法不會(huì)發(fā)出預(yù)警。因此本文的算法對(duì)于改善該環(huán)境下的檢測虛警概率顯然是有效的。但在接收機(jī)和多徑信號(hào)源之間的相對(duì)距離發(fā)生改變時(shí)，多徑信號(hào)與真實(shí)信號(hào)之間也會(huì)出現(xiàn)頻率差，本文所提出的檢測算法就很難進(jìn)行有效的區(qū)分了。在今后的工作中，可以進(jìn)一步研究該情況下算法的改進(jìn)。

4 結(jié)論

本文提出的基于combo-signal處理模型的檢測方法，有效利用了兩路同源GNSS信號(hào)載波頻率和相位的相對(duì)關(guān)系來檢測誘導(dǎo)式欺騙攻擊。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該檢測方法可以對(duì)大部分誘導(dǎo)式欺騙攻擊進(jìn)行有效檢測，而且當(dāng)接收機(jī)和多徑信號(hào)源之間的相對(duì)距離不發(fā)生改變時(shí)，可以有效地將多徑信號(hào)與欺騙信號(hào)區(qū)分開來，降低虛警概率。