寬帶網(wǎng)絡(luò)SOQPSK突發(fā)波形

許 林1,孫錦華2,劉 奕

(1.中國西南電子技術(shù)研究所，成都 610036；2.西安電子科技大學(xué) 綜合業(yè)務(wù)網(wǎng)理論及關(guān)鍵技術(shù)國家重點實驗室，西安 710071；3.電子科技大學(xué)格拉斯哥學(xué)院，成都 611731)

1 引 言

傳統(tǒng)空基鏈路通常采用相移鍵控等線性調(diào)制，為了充分發(fā)揮機(jī)載端機(jī)有效功率，其功率放大器需要工作在飽和區(qū)(即非線性狀態(tài))，由調(diào)制帶限引起的非線性會再次引起頻譜擴(kuò)展，并且?guī)拊絽柡?，非線性擴(kuò)展越嚴(yán)重[1-3]。空基網(wǎng)絡(luò)通信系統(tǒng)對高機(jī)動條件下的高速數(shù)據(jù)傳輸能力、多用戶高效接入能力及終端小型化、低功耗都提出了更為苛刻的要求，發(fā)展功率效率高、頻譜利用率高的新型空基網(wǎng)絡(luò)數(shù)傳體制已經(jīng)成為空基通信領(lǐng)域的一個重要發(fā)展方向。

成形偏移四相相移鍵控(Shaped-Offset Quadrature Phase-Shift Keying,SOQPSK)是以偏移四相相移鍵控(Offset Quadrature Phase Shift Keying，OQPSK)和 連續(xù)相位調(diào)制(Continuous Phase Modulation,CPM)技術(shù)為基礎(chǔ)發(fā)展起來的一種連續(xù)相位恒包絡(luò)數(shù)字調(diào)制技術(shù)[4-8]。采用SOQPSK 恒包絡(luò)調(diào)制一方面能滿足機(jī)載通信中對帶外輻射的嚴(yán)格要求，另一方面還可以有效克服高功率放大器(High-power Amplifier,HPA)的非線性擴(kuò)展。同時，為增強(qiáng)系統(tǒng)低信噪比接收性能，設(shè)計了一種基于Turbo乘積碼(Turbo Product Code，TPC)的擴(kuò)頻SOQPSK寬帶網(wǎng)絡(luò)波形體制，構(gòu)建了導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)聯(lián)合幀結(jié)構(gòu)，利用譯碼器輸出的軟信息來改善載波同步的性能，通過迭代操作和聯(lián)合解調(diào)、解擴(kuò)，增強(qiáng)了系統(tǒng)的高精度同步性能，實現(xiàn)了高機(jī)動條件下的寬帶網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)在低信噪比下的可靠傳輸性能。

2 SOQPSK的簡化接收機(jī)

SOQPSK是CPM的一種特殊調(diào)制方式。一般的二進(jìn)制CPM信號可以表示為

(1)

式中：Eb和Tb分別為比特能量和持續(xù)時間(P=Eb/Tb為信號功率);fc為載波頻率;φ(t,α)為已調(diào)信號相位，

(2)

式中：α=(…,α-2,α-1,α0,α1,α2,…)為獨(dú)立同分布的數(shù)據(jù)序列，其元素等概地取值±1；h=2ΔfTb為調(diào)制指數(shù)，Δf為載波的峰值頻率偏移；q(t)為歸一化相位平滑響應(yīng)。對于SOQPSK，αi∈(-1,0,1)，h=1/2，q(t)取矩形脈沖成型對應(yīng)的相位響應(yīng)時即為MIL-STD SOQPSK信號。不失一般性，任意常數(shù)相位φ0可以假定其為零。

一般CPM調(diào)制的最佳檢測器必須是最大似然序列形式的接收機(jī)而不是逐符號檢測，因此SOQPSK的最佳接收機(jī)采用Viterbi算法。圖1 給出了MIL-STD SOQPSK的最佳接收機(jī)結(jié)構(gòu)，該Viterbi接收機(jī)包含一組8個匹配濾波器(I信道和Q信道上各4個)及4狀態(tài)網(wǎng)格解碼器。

圖1 MIL-STD SOQPSK的最佳接收機(jī)Fig.1 MIL-STD SOQPSK optimal receiver

為了減少最佳接收機(jī)的復(fù)雜性，同時不嚴(yán)重犧牲功率效率，可以根據(jù)波形的相似性建立簡化的維特比接收機(jī)。用平均波形去進(jìn)行匹配濾波，可得到簡化的兩狀態(tài)維特比接收機(jī)。為了與編碼有效結(jié)合，進(jìn)一步選擇MAP算法進(jìn)行SOQPSK信號的解調(diào)。圖2給出了基于簡化波形集利用MAP算法解調(diào)的誤碼性能，可以看出，與LOG-MAP算法相比，MAX-LOG-MAP算法的性能損失在0.1 dB之內(nèi)。而且，在接收端采用該算法可以忽略信道信噪比的參數(shù)估計偏差，即不需要進(jìn)行信道估計，易于硬件仿真的實現(xiàn)。

圖2 LOG-MAP算法與MAX-LOG-MAP算法性能比較Fig.2 Performance comparison between LOG-MAP algorithm and MAX-LOG-MAP algorithm

3 基于TPC編碼的擴(kuò)頻SOQPSK寬帶網(wǎng)絡(luò)波形

對于空基通信，需要系統(tǒng)具有較強(qiáng)的抗截獲能力?？臻g通信系統(tǒng)往往采用擴(kuò)頻通信方式，直擴(kuò)通信技術(shù)可以提高系統(tǒng)的擴(kuò)頻增益，從而保證系統(tǒng)在極低信噪比環(huán)境下的傳輸性能。因此，我們考慮采用基于TPC編碼的擴(kuò)頻SOQPSK波形。在實際通信過程中，由于收發(fā)兩端的相對移動速度較快，接收信號中往往存在較大的多普勒頻偏，因此，需要對接收信號進(jìn)行載波估計和信號補(bǔ)償，才能保證信息的有效傳輸,其中采用的最大似然載波同步技術(shù)見文獻(xiàn)[9]。圖3給出了我們設(shè)計的基于TPC編碼的擴(kuò)頻SOQPSK寬帶網(wǎng)絡(luò)波形的發(fā)射與接收系統(tǒng)框圖。

圖3 基于TPC編碼的擴(kuò)頻SOQPSK的發(fā)射與接收系統(tǒng)框圖Fig.3 Transmission and reception system block diagram of spread spectrum SOQPSK based on TPC coding

在發(fā)射端，系統(tǒng)產(chǎn)生的二進(jìn)制信息比特流首先經(jīng)過TPC編碼及(2,1)擴(kuò)頻產(chǎn)生數(shù)據(jù)子幀，在N個數(shù)據(jù)子幀中等間隔地插入導(dǎo)頻序列，之后進(jìn)行SOQPSK調(diào)制，發(fā)送到信道上，導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)復(fù)用的幀結(jié)構(gòu)如圖4所示。在接收端，接收符號首先通過解復(fù)用，將導(dǎo)頻符號與信息符號分離，將導(dǎo)頻符號經(jīng)過去調(diào)制，得到去調(diào)制信息后的導(dǎo)頻序列，并進(jìn)行平均周期法FFT變換，將其最大值對應(yīng)的頻率作為頻偏的粗估計結(jié)果；之后，采用基于等間隔導(dǎo)頻符號設(shè)置的ML頻偏估計算法，在粗估計頻偏值附近進(jìn)行細(xì)估計搜索，以提高估計精度，實現(xiàn)有效載波同步；再經(jīng)過解調(diào)解擴(kuò)譯碼，恢復(fù)得到信息序列。

圖4 數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)Fig.4 The data frame structure

本方案在實現(xiàn)載波同步時，各子幀的載波同步是分別進(jìn)行估計并補(bǔ)償?shù)?。首先利用第一子幀的?dǎo)頻符號進(jìn)行載波偏差粗估計和細(xì)估計，得到第一子幀的頻偏細(xì)估計值和相偏細(xì)估計值。經(jīng)計算，在2 ms突發(fā)幀長內(nèi)，除了固定頻偏外，7 kHz/s的多普勒變化率造成的頻率偏移可以忽略不計。因此，對于除第一子幀外的其余子幀，可以直接以第一子幀的頻偏細(xì)估計值作為當(dāng)前子幀的頻偏細(xì)估計值，當(dāng)前子幀的導(dǎo)頻符號只做相偏細(xì)估計。

值得注意的一點是，在本方案的相偏細(xì)估計中，不用考慮載波偏差值在前面子幀中的累積作用。例如對第二子幀分析，假設(shè)接收信號為

r(t)=x(t)exp(j2πΔft+φ)+n(t)=

x(t)exp(j(2πΔf(t+t0)+φ))+n(t) 。

(3)

式中：在導(dǎo)頻發(fā)送期間x(t)=p(t)(p(t)是導(dǎo)頻對應(yīng)的發(fā)送信號)，在數(shù)據(jù)發(fā)送期間x(t)=d(t)(d(t)是數(shù)據(jù)對應(yīng)的發(fā)送信號)，t0為前面子幀占用的時長，t為當(dāng)前子幀中的時間變量，φ為信道引入的相位偏差，n(t)為噪聲分量。去調(diào)制后的導(dǎo)頻信息為(假設(shè)忽略噪聲影響)

z(t)=p(t)p*(t)exp(j(2πΔf(t+t0)+φ))=

p(t)p*(t)exp(j2πΔft+2πΔft0+φ))=

p(t)p*(t)exp(j(2πΔft+fi)) 。

(4)

式中：fi=2πΔft0+φ,即由載波頻偏值Δf在前面子幀中產(chǎn)生的累積相偏，在第二子幀中，和相位偏差φ合在一起，看作一個固定的相位偏差值，由相位細(xì)估計搜索得到，并在進(jìn)行載波偏差補(bǔ)償時，可直接對當(dāng)前子幀進(jìn)行補(bǔ)償。

4 仿真與分析

為了驗證所設(shè)計的基于TPC編碼的擴(kuò)頻SOQPSK寬帶網(wǎng)絡(luò)波形及系統(tǒng)同步方案的性能，在Matlab平臺上進(jìn)行了仿真。系統(tǒng)參數(shù)見表1。

表1 仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

采用碼率為0.660 2、子碼為(32,26)TPC編碼，符號速率為4 Mbit/s，構(gòu)成(32,26)TPC-(2,1)擴(kuò)頻-SOQPSK調(diào)制波形。

為了驗證本文提出的導(dǎo)頻與數(shù)據(jù)分插的同步方案，以第一子幀為例，264個導(dǎo)頻符號中導(dǎo)頻符號數(shù)256個，8個歸零符號是SOQPSK調(diào)制相位狀態(tài)歸零所需要的。一個(32,26)TPC塊經(jīng)過(2，1)擴(kuò)頻后共1 024符號，分別按照圖5所示的導(dǎo)頻連續(xù)插入和導(dǎo)頻數(shù)據(jù)分插兩種不同導(dǎo)頻設(shè)置方案來驗證系統(tǒng)性能。系統(tǒng)BER性能如圖6所示。

圖5 兩種不同導(dǎo)頻設(shè)置方案Fig.5 Two different pilot setting schemes

圖6 不同導(dǎo)頻設(shè)置下誤比特性能Fig.6 Bit error rate performance under different pilot settings

由圖6可知，在導(dǎo)頻開銷一定的情況下，等間隔導(dǎo)頻符號設(shè)置比連續(xù)插入導(dǎo)頻符號的性能要優(yōu)越很多，當(dāng)分塊數(shù)B>1時，頻偏估計精度會隨著B的增加而提高，但考慮到工程的實現(xiàn)，分插導(dǎo)頻塊數(shù)也不宜過多。

在多普勒變化率較小的情況下，其余子幀可以不做頻偏估計，只做相偏估計，但在多普勒變化率較大的情況下，對每個子幀所引起的頻率偏移是不能忽略的，因此其余子幀必須要單獨(dú)做頻偏估計和相偏估計?？紤]為適應(yīng)多普勒變化率較大的情況，建議其余子幀采用等間隔導(dǎo)頻符號設(shè)置，且與連續(xù)導(dǎo)頻符號設(shè)置相比，由于導(dǎo)頻符號數(shù)量一致，所需的處理運(yùn)算量也相同，即不會帶來運(yùn)算復(fù)雜度的增加。

最后對系統(tǒng)的誤碼性能進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖7所示?？梢钥吹?，采用所設(shè)計的載波同步方案與理想同步性能非常接近，性能損失在0.1 dB以內(nèi)，在BER為10-6時所需Ec/N0=0.65 dB(已折算TPC碼率)，對于信息而言Eb/N0=Ec/N0+3 dB=3.65 dB，達(dá)到了指標(biāo)要求。

圖7 2 Mbit/s SOQPSK+TPC擴(kuò)頻突發(fā)幀浮點誤比特性能Fig.7 The floating point BER performance of 2 Mbit/s SOQPSK+TPC spread spectrum burst

5 結(jié) 論

本文以空基網(wǎng)絡(luò)通信系統(tǒng)為背景，設(shè)計了基于TPC編碼的擴(kuò)頻SOQPSK寬帶網(wǎng)絡(luò)波形，解決了突發(fā)波形信號幀結(jié)構(gòu)設(shè)計、低復(fù)雜度同步、解調(diào)等技術(shù)問題，對構(gòu)建基于SOQPSK+TPC 體制的空基寬帶網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)具有實用的參考價值。進(jìn)一步地提高寬帶SOQPSK突發(fā)波形的抗衰落能力仍是今后的研究方向。