混合動(dòng)力汽車的轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋控制?

胡宇輝，樂(lè)新宇，吳洪振，席軍強(qiáng)

(1.北京理工大學(xué)智能車輛研究所，北京 100081； 2.北京理工大學(xué)機(jī)械與車輛學(xué)院，北京 100081)

前言

混合動(dòng)力汽車兼?zhèn)浼冸妱?dòng)車低碳化和傳統(tǒng)燃油車?yán)m(xù)航里程長(zhǎng)的特點(diǎn)，能量補(bǔ)充形式多樣化，對(duì)傳統(tǒng)生產(chǎn)線具有良好的繼承性，被普遍認(rèn)為是可預(yù)見(jiàn)未來(lái)內(nèi)傳統(tǒng)燃油車高效可行的替代者，因此成為研究的熱點(diǎn)。但混合動(dòng)力汽車由于新增了電機(jī)、蓄電池和相關(guān)控制部件，導(dǎo)致其換擋過(guò)程和換擋控制有別于傳統(tǒng)燃油車，對(duì)換擋的平順性和動(dòng)力性提出了更高的要求。

混合動(dòng)力汽車，如典型的單軸并聯(lián)式混合動(dòng)力AMT汽車，其換擋過(guò)程與傳統(tǒng)燃油車相比有兩個(gè)主要的差別：(1)不分離離合器；(2)電機(jī)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速同步。采用不分離離合器的換擋方式，既減少動(dòng)力中斷時(shí)間，顯著提高換擋品質(zhì)[1-2]，又可規(guī)避離合器高度非線性的控制難點(diǎn)，簡(jiǎn)化控制邏輯。然而，由于換擋時(shí)不分離離合器，變速器輸入軸直接與電機(jī)、離合器和發(fā)動(dòng)機(jī)相連，輸入端的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量也因此增加近20倍[3]。最直接的影響就是，僅依靠同步器與接合齒圈的錐面摩擦難以在短時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速同步。因此，一般是借助電機(jī)優(yōu)良的可控性和快速的響應(yīng)能力來(lái)輔助同步；甚至出于簡(jiǎn)化控制的需要，進(jìn)一步弱化同步器，使用電機(jī)獨(dú)立完成轉(zhuǎn)速同步。

為獲得優(yōu)良的換擋品質(zhì)，須根據(jù)換擋過(guò)程各階段的運(yùn)動(dòng)學(xué)和動(dòng)力學(xué)特征，設(shè)計(jì)可靠的換擋控制策略。單軸并聯(lián)式混合動(dòng)力AMT汽車的換擋過(guò)程可劃分為動(dòng)力源卸載、摘擋、主動(dòng)同步、掛擋和動(dòng)力恢復(fù)等5個(gè)典型階段。為防止摘擋后傳動(dòng)系統(tǒng)出現(xiàn)扭振效應(yīng)，需要協(xié)調(diào)控制發(fā)動(dòng)機(jī)和電機(jī)，使摘擋前變速器軸傳遞的轉(zhuǎn)矩為零，起到離合器等效分離的效果[4-5]。為減少轉(zhuǎn)速同步時(shí)間、減輕同步器的磨損，電機(jī)通過(guò)轉(zhuǎn)矩補(bǔ)償輔助同步器快速實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速同步[6-8]；在一些無(wú)同步器換擋的場(chǎng)合，僅通過(guò)電機(jī)調(diào)速來(lái)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速同步[9-10]；在掛擋階段，電機(jī)輔助同步和換擋力執(zhí)行機(jī)構(gòu)的協(xié)同控制是提高掛擋成功率的關(guān)鍵[11]；在轉(zhuǎn)矩恢復(fù)階段，聯(lián)合控制動(dòng)力源的輸出轉(zhuǎn)矩可以顯著提高車輛的動(dòng)力性和舒適性[12]。

上述常規(guī)的混合動(dòng)力汽車換擋控制方法在正常工況下可順利實(shí)現(xiàn)舒適換擋，但在大負(fù)載、坡道換擋等工況下，就會(huì)出現(xiàn)明顯的大沖擊，且還偶爾掛不上擋。分析其原因，主要是常規(guī)的轉(zhuǎn)速同步控制有如下明顯的不足之處。

首先，常規(guī)的轉(zhuǎn)速同步控制是基于從動(dòng)端(被同步端)轉(zhuǎn)速不變的假設(shè)。但由于大負(fù)載和運(yùn)動(dòng)阻力的影響，在主動(dòng)端(同步端)轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)到目標(biāo)轉(zhuǎn)速時(shí)，從動(dòng)端轉(zhuǎn)速卻在轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)和掛擋過(guò)程中發(fā)生了變化，導(dǎo)致在掛擋接合時(shí)刻主從動(dòng)端存在明顯的同步速差，造成較大的換擋沖擊，在同步速差較大時(shí)甚至出現(xiàn)掛擋失敗的現(xiàn)象。

其次，常規(guī)的轉(zhuǎn)速同步是通過(guò)電機(jī)的轉(zhuǎn)速模式實(shí)現(xiàn)的。但由于采用不分離離合器換擋，主動(dòng)端轉(zhuǎn)動(dòng)慣量大，在對(duì)齒嚙合時(shí)可能會(huì)因?yàn)閾荦X困難而導(dǎo)致掛擋失?。辉趻鞊跬瓿珊?，也可能會(huì)因?yàn)橹鲝膭?dòng)端運(yùn)動(dòng)趨勢(shì)不一致而產(chǎn)生突加負(fù)荷，進(jìn)一步導(dǎo)致?lián)Q擋沖擊。

基于以上分析，提出了一種轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步的混合動(dòng)力汽車換擋控制方法。與傳統(tǒng)的混合動(dòng)力汽車換擋控制相比，這種方法的創(chuàng)新之處在于：

(1)在轉(zhuǎn)速同步過(guò)程中，電機(jī)的目標(biāo)轉(zhuǎn)速不再是恒定的，而是根據(jù)采集到的從動(dòng)端轉(zhuǎn)速實(shí)時(shí)調(diào)整，最終完全消除同步速差，實(shí)現(xiàn)真正意義上的轉(zhuǎn)速同步；

(2)采用轉(zhuǎn)矩模式來(lái)調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速，在實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速同步時(shí)，主動(dòng)端和從動(dòng)端具有相同的運(yùn)動(dòng)趨勢(shì)，避免了掛擋結(jié)合時(shí)的突加負(fù)荷沖擊，提高了換擋品質(zhì)。

1 轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋控制

1.1 單軸并聯(lián)式混合動(dòng)力AMT系統(tǒng)

所研究的單軸并聯(lián)式AMT混合動(dòng)力系統(tǒng)主要由發(fā)動(dòng)機(jī)、離合器、永磁同步電機(jī)、機(jī)械式自動(dòng)變速器(AMT)、蓄電池和相關(guān)的控制系統(tǒng)等組成，其中電機(jī)輸出軸和變速器輸入軸剛性連接。各部件和控制系統(tǒng)的構(gòu)架如圖1所示。

圖1 單軸并聯(lián)式混合動(dòng)力AMT系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

1.2 轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋控制的原理

在混合動(dòng)力AMT汽車的5個(gè)換擋階段中，轉(zhuǎn)速同步不再依靠同步器，而是通過(guò)獨(dú)立調(diào)節(jié)電機(jī)轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)矩來(lái)實(shí)現(xiàn)的。在整個(gè)轉(zhuǎn)速同步階段，忽略各部件的運(yùn)動(dòng)阻尼，則主、從動(dòng)端動(dòng)力學(xué)方程分別為

式中：ωm和ωf分別為同步器主、從動(dòng)端的角速度，rad/s；Tm，TL和 Tf分別為電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩、從動(dòng)端負(fù)載和主動(dòng)端阻力矩，N·m；Jm和Jf分別為等效到同步器主、從動(dòng)端的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，kg·m2。

轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋要求在掛擋時(shí)主動(dòng)端和從動(dòng)端不僅轉(zhuǎn)速同步，且還具有相同的角加速度，即運(yùn)動(dòng)趨勢(shì)一致。因此主、從動(dòng)端實(shí)現(xiàn)雙同步時(shí)的狀態(tài)方程應(yīng)滿足：

結(jié)合式(1)～式(4)可知，在轉(zhuǎn)速同步末期，要滿足轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步條件，電機(jī)需要輸出轉(zhuǎn)矩為

在轉(zhuǎn)速同步過(guò)程中，考慮從動(dòng)端的轉(zhuǎn)速變化，電機(jī)的目標(biāo)轉(zhuǎn)速為

電機(jī)轉(zhuǎn)速和目標(biāo)轉(zhuǎn)速的同步速差為

轉(zhuǎn)速同步過(guò)程初始時(shí)刻的速差為

在轉(zhuǎn)速同步過(guò)程中，電機(jī)一直工作在轉(zhuǎn)矩模式下?，F(xiàn)設(shè)定電機(jī)的目標(biāo)轉(zhuǎn)矩為

式中：nm_des，nm和nf分別為電機(jī)目標(biāo)轉(zhuǎn)速、電機(jī)轉(zhuǎn)速和變速器輸出軸轉(zhuǎn)速，r/min；in和in+1分別為原擋位和目標(biāo)擋位的傳動(dòng)比；Tm_des為電機(jī)的目標(biāo)轉(zhuǎn)矩，當(dāng)其為負(fù)值表示與電機(jī)轉(zhuǎn)速方向相反，N·m；k為轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)因子，且 k＞0。

由式(6)～式(9)可知：在升擋情形下，in＞in+1，Δn(0)＜0，Tm_des＜0，電機(jī)減速趨近目標(biāo)轉(zhuǎn)速；在降擋情形下，in＜in+1，Δn(0)＞0，Tm_des＞0，電機(jī)加速趨近目標(biāo)轉(zhuǎn)速。因此，根據(jù)式(9)調(diào)節(jié)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩最終可消除同步速差而實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速同步；另外，當(dāng)殘余速差Δn?0 時(shí)，電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩 Tm＝Tm_des?T?m，從而也實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn)矩同步。

電機(jī)目標(biāo)轉(zhuǎn)矩不斷更新，而電機(jī)的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)卻有一定延遲。為不出現(xiàn)電機(jī)在響應(yīng)跟蹤Tm_des的過(guò)程中，Tm_des再次被刷新的情況，設(shè)定一個(gè)目標(biāo)轉(zhuǎn)矩Tm_des的更新周期Tc為

式中Tdelay為電機(jī)轉(zhuǎn)矩響應(yīng)延遲，本文中臺(tái)架實(shí)驗(yàn)的永磁同步電機(jī)轉(zhuǎn)矩響應(yīng)延遲大約為50～70ms。在Tc周期內(nèi)，電機(jī)有足夠的時(shí)間響應(yīng)每一個(gè)目標(biāo)轉(zhuǎn)矩指令，并精確跟蹤給定的目標(biāo)轉(zhuǎn)矩值。

1.3 轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋控制流程圖

根據(jù)以上分析，轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步的換擋控制流程如圖2所示。在轉(zhuǎn)速同步過(guò)程中，電機(jī)一直工作在轉(zhuǎn)矩模式，并根據(jù)同步速差不斷調(diào)整輸出轉(zhuǎn)矩。在每個(gè)目標(biāo)轉(zhuǎn)矩值的生存周期內(nèi)，電機(jī)通過(guò)自適應(yīng)PID控制來(lái)響應(yīng)并跟蹤目標(biāo)轉(zhuǎn)矩。

圖2 轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋控制流程圖

2 模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制器

由上述分析可知，按照式(9)調(diào)節(jié)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩，最終應(yīng)能實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步，但這只是必要條件。實(shí)際上，由于電機(jī)響應(yīng)延時(shí)和不確定干擾的存在，如何讓電機(jī)實(shí)時(shí)精確地跟蹤目標(biāo)轉(zhuǎn)矩，并讓轉(zhuǎn)矩閉環(huán)控制具有一定的魯棒性，是實(shí)現(xiàn)雙同步換擋的關(guān)鍵?？紤]到傳統(tǒng)的PID控制因參數(shù)固定而導(dǎo)致控制效果不佳，本文中采用模糊徑向基函數(shù)(radial basis function，RBF)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)來(lái)調(diào)節(jié)PID控制參數(shù)。這種自適應(yīng)PID控制方法能使系統(tǒng)更快響應(yīng)轉(zhuǎn)矩命令，同時(shí)也具有較強(qiáng)的抗干擾能力，從而改善了轉(zhuǎn)矩閉環(huán)控制的性能。

2.1 模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制原理

人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)具有超強(qiáng)的并行處理和自學(xué)習(xí)能力，多年來(lái)一直被廣泛應(yīng)用于各個(gè)領(lǐng)域。與傳統(tǒng)的BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)相比，RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)具有更簡(jiǎn)單的自學(xué)習(xí)算法、更快的收斂速度和可達(dá)到全局最優(yōu)等優(yōu)點(diǎn)[13]，但其內(nèi)部的推理過(guò)程對(duì)用戶是不透明的。模糊控制可以利用已有的專家知識(shí)和經(jīng)驗(yàn)，借助直觀易懂的語(yǔ)言模型來(lái)實(shí)現(xiàn)推理過(guò)程，但由于缺少自適應(yīng)能力而難以應(yīng)用于需要精準(zhǔn)控制的場(chǎng)合。RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)和模糊控制雖然在信息的表達(dá)、存儲(chǔ)、獲取和運(yùn)用等方面存在顯著差異，但在功能上卻是等效的[14]。因此，根據(jù)優(yōu)勢(shì)互補(bǔ)原則，本文中設(shè)計(jì)了一種模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制器，其原理如圖3所示。電機(jī)轉(zhuǎn)矩閉環(huán)控制系統(tǒng)以目標(biāo)轉(zhuǎn)矩值Tm_des為參考輸入量，采用增量式PID控制器進(jìn)行轉(zhuǎn)矩跟蹤。模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)以轉(zhuǎn)矩偏差e(k)及其變化率ec(k)的采樣值作為輸入，經(jīng)過(guò)內(nèi)部模糊運(yùn)算和參數(shù)自學(xué)習(xí)，優(yōu)化出一組合適的PID參數(shù)，使最終的系統(tǒng)輸出誤差最小。這樣，PID控制就具有自適應(yīng)性，進(jìn)一步增強(qiáng)了轉(zhuǎn)矩控制效果。

圖3 模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制原理圖

2.2 模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)

模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)由輸入層、模糊層、推理層和輸出層組成，其結(jié)構(gòu)如圖4所示。輸入量e(k)和ec(k)都是精確的數(shù)值，須經(jīng)模糊化處理。這里將輸入量范圍映射成5段模糊區(qū)間：e(k)＝[NB，NS，ZO，PS，PB]，ec(k)＝ [NB，NS，ZO，PS，PB]，論域?yàn)閇-3，3]。因此，模糊層有5個(gè)節(jié)點(diǎn)，每個(gè)節(jié)點(diǎn)代表一個(gè)模糊子集，推理層的節(jié)點(diǎn)數(shù)為5×5＝25，輸出層的3個(gè)節(jié)點(diǎn)分別輸出PID的控制參數(shù)ki，kp，kd。

圖4 模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

(1)輸入層 此層傳遞系統(tǒng)輸入信息x＝[x1，x2]＝[e(k)，ec(k)]。 因此，其輸出為

(2)模糊層 主要功能是將輸入量進(jìn)行模糊化處理，得到各個(gè)子區(qū)間的模糊量。采用高斯函數(shù)計(jì)算輸入量對(duì)各個(gè)模糊子集的隸屬度，并將其作為該層的輸出：

式中：i＝1，2；j＝1，2，3，4，5；f2(i，j)表示第 i個(gè)輸入量對(duì)第j個(gè)模糊子集的隸屬度；cij和bij分別為模糊子區(qū)間的中心和寬度，它們決定了模糊子集的劃分方式。

(3)推理層 該層總共有25個(gè)節(jié)點(diǎn)，每個(gè)節(jié)點(diǎn)代表一種模糊規(guī)則，實(shí)現(xiàn)解模糊功能。當(dāng)采用模糊乘法規(guī)則時(shí)，將2個(gè)輸入信號(hào)所對(duì)應(yīng)的5個(gè)模糊量經(jīng)過(guò)相互匹配達(dá)到激活強(qiáng)度，也即不同輸入對(duì)應(yīng)的模糊量?jī)蓛上喑?，并進(jìn)行歸一化處理，最終得到該層節(jié)點(diǎn)的輸出值：

式中：j1，j2＝1，2，3，4，5；n＝1，2，…，25；n 的不同取值對(duì)應(yīng)著不同的(j1，j2)組合。

(4)輸出層 將模糊推理層的所有輸出進(jìn)行不同的線性組合就得到最終的輸出。

記 F3＝[f3(1)，f3(2)，…，f3(n)]T，F(xiàn)4＝[kp，ki，kd]T，則最終的輸出f4(m)為

式中：Wmn為3×25的系數(shù)矩陣；w(m，n)為系數(shù)矩陣元素。

2.3 模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的學(xué)習(xí)算法

一般而言，模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)需要學(xué)習(xí)的參數(shù)包括權(quán)重系數(shù)Wij(此處的i，j對(duì)應(yīng)前面的m，n)，高斯隸屬度函數(shù)的均值cij和標(biāo)準(zhǔn)差bij。但考慮到cij和bij只是決定模糊子區(qū)間的劃分方式，同時(shí)也為了簡(jiǎn)化學(xué)習(xí)算法，本文中假定模糊子集的劃分固定不變，因此只對(duì)權(quán)重系數(shù)進(jìn)行自學(xué)習(xí)。

優(yōu)化目標(biāo)是每次迭代后系統(tǒng)輸出誤差最小，因此定義性能指標(biāo)函數(shù)為

式中：r(k)為控制系統(tǒng)的輸入，即目標(biāo)轉(zhuǎn)矩Tm_des；y(k)為系統(tǒng)輸出，即電機(jī)轉(zhuǎn)矩Tm。

增量式PID控制算法如下：

根據(jù)梯度下降法，權(quán)值系數(shù)矩陣Wij按以下方式調(diào)節(jié)：

式中：xc(i)為矩陣Xc的元素；η為學(xué)習(xí)速率；α為慣性系數(shù)，且 α＞0，η＜1；?y/?Δu 用前向差分的正負(fù)性來(lái)近似。利用上述學(xué)習(xí)算法，在每次迭代過(guò)程中，使性能指標(biāo)函數(shù)E取得最優(yōu)解。

2.4 仿真分析

在Matlab中進(jìn)一步仿真驗(yàn)證模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制的可行性和有效性。主要參數(shù)設(shè)置和初始化如表1所示。

表1 模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)參數(shù)初始化

圖5為不同PID控制的單位階躍響應(yīng)。由圖5可知，常規(guī)PID控制的階躍響應(yīng)為65ms左右，與電機(jī)的名義轉(zhuǎn)矩響應(yīng)時(shí)間70ms(由標(biāo)定實(shí)驗(yàn)獲得)比較接近。而模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制的階躍響應(yīng)時(shí)間約為47ms，比常規(guī)PID控制縮短了28%，且沒(méi)有超調(diào)；在施加10%的瞬態(tài)干擾之后能迅速恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)值，并未出現(xiàn)太大的偏離和波動(dòng)。圖6為PID參數(shù)自適應(yīng)過(guò)程。由圖6可知，在模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制器響應(yīng)目標(biāo)輸入的過(guò)程中，控制參數(shù)kp，ki，kd經(jīng)過(guò)約35ms的自學(xué)習(xí)和自整定后逐漸穩(wěn)定下來(lái)，并在系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)之后保持不變。因此，將模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制應(yīng)用于電機(jī)目標(biāo)轉(zhuǎn)矩的跟蹤，能比常規(guī)的PID控制表現(xiàn)出更佳的快速性和魯棒性。

圖5 不同PID控制的單位階躍響應(yīng)

圖6 PID參數(shù)自適應(yīng)過(guò)程

3 實(shí)驗(yàn)分析

為驗(yàn)證轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋控制的有效性，選擇變速器輸出端空載的工況，在單軸并聯(lián)式混合動(dòng)力AMT臺(tái)架上(圖7和圖8)進(jìn)行了轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋實(shí)驗(yàn)和傳統(tǒng)換擋實(shí)驗(yàn)。其中，混合動(dòng)力系統(tǒng)關(guān)鍵設(shè)備的參數(shù)如表2所示。

圖7 單軸并聯(lián)式混合動(dòng)力AMT系統(tǒng)

圖9 為傳統(tǒng)換擋與轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋的4擋降3擋的臺(tái)架對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果。分析圖9可知，傳統(tǒng)換擋和轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋總的換擋時(shí)間分別為0.83和0.73s(參照?qǐng)D9(a)～圖9(d))，雙同步換擋時(shí)間縮短了0.1s；相對(duì)于傳統(tǒng)換擋方式，轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋可同時(shí)從轉(zhuǎn)速同步和轉(zhuǎn)矩同步兩個(gè)方面減小換擋沖擊，改善換擋性能。其主要區(qū)別如下。

圖8 混合動(dòng)力AMT系統(tǒng)的上位機(jī)界面

表2 混合動(dòng)力系統(tǒng)關(guān)鍵設(shè)備參數(shù)

(1)參照?qǐng)D9(a)、圖9(b)、圖9(g)和圖9(h)，在轉(zhuǎn)速同步和掛擋階段，傳統(tǒng)換擋在掛擋時(shí)會(huì)有明顯的殘余同步速差，達(dá)120r/min左右，因此導(dǎo)致0.45m/s3的大沖擊(等效到車輪上的縱向沖擊度)，嚴(yán)重?fù)p傷嚙合套和接合齒圈；而轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋在掛擋時(shí)基本沒(méi)有速差，實(shí)現(xiàn)了真正意義上的轉(zhuǎn)速同步，因此只有0.1m/s3左右的輕微沖擊。這主要是因?yàn)閭鹘y(tǒng)的換擋控制是采用從動(dòng)端轉(zhuǎn)速不變的假設(shè)，實(shí)際上在電機(jī)調(diào)到目標(biāo)轉(zhuǎn)速和掛擋的過(guò)程中，從動(dòng)端在自身阻力作用下一直在減速，在轉(zhuǎn)速同步初期設(shè)定的目標(biāo)轉(zhuǎn)速已不適用于實(shí)際掛擋時(shí)的情形。在實(shí)際掛擋時(shí)，傳統(tǒng)換擋方法的嚙合套和接合齒圈仍存在較大速差，導(dǎo)致掛擋沖擊甚至掛擋失?。欢D(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋的目標(biāo)轉(zhuǎn)速是根據(jù)從動(dòng)端的轉(zhuǎn)速來(lái)實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)的，在接合時(shí)就可保證不會(huì)有明顯同步速差，同時(shí)還降低了轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)量，因此能節(jié)省同步時(shí)間、降低掛擋沖擊度。

(2)參照?qǐng)D9(a)、圖9(b)、圖9(e)和圖9(f)傳統(tǒng)換擋基于轉(zhuǎn)速模式，電機(jī)會(huì)通過(guò)PID控制輸出脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩來(lái)跟蹤并維持在目標(biāo)轉(zhuǎn)速附近(圖9(e))，但在掛擋接合時(shí)會(huì)由于角加速度的不一致導(dǎo)致主動(dòng)端對(duì)從動(dòng)端產(chǎn)生突加負(fù)荷，進(jìn)一步加大沖擊度。而轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋是基于轉(zhuǎn)矩模式的，電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩根據(jù)電機(jī)轉(zhuǎn)速和目標(biāo)轉(zhuǎn)速的同步速差來(lái)不斷迭代調(diào)整(圖9(f))，并通過(guò)模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制來(lái)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩的實(shí)時(shí)跟蹤。當(dāng)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩逐漸減小到零，達(dá)到與變速器輸出端的空載情形一致時(shí)，即實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn)矩同步。因此，轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋在掛擋接合時(shí)同步器主從動(dòng)端不僅轉(zhuǎn)速同步，還因轉(zhuǎn)矩同步而具有相同的角加速度，能顯著減輕換擋沖擊、提高換擋品質(zhì)。

圖9 傳統(tǒng)換擋與轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋的4擋降3擋結(jié)果對(duì)比

鑒于篇幅所限，本文中只對(duì)比分析了空載工況下的換擋性能，但實(shí)際上在大負(fù)載、坡道換擋等工況下，傳統(tǒng)換擋因同步器主從動(dòng)端運(yùn)動(dòng)趨勢(shì)的不一致所導(dǎo)致的掛擋沖擊和掛擋失敗現(xiàn)象更加頻繁。所提出的轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋控制方法在很大程度上能減少甚至規(guī)避這些缺陷，從而帶來(lái)更佳的換擋體驗(yàn)，具有顯著的優(yōu)越性。

4 結(jié)論

提出的轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步換擋控制方法能有效解決混合動(dòng)力汽車在大負(fù)載或坡道起步換擋時(shí)的換擋沖擊和掛擋失敗的問(wèn)題，其創(chuàng)新點(diǎn)體現(xiàn)在：(1)考慮從動(dòng)端的轉(zhuǎn)速變化，采用電機(jī)轉(zhuǎn)矩模式來(lái)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)速轉(zhuǎn)矩雙同步；(2)設(shè)計(jì)一種模糊RBF神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)PID控制器來(lái)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩的精確跟蹤。臺(tái)架實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，與常規(guī)的換擋控制相比，該方法不僅可減少換擋時(shí)間，還能減輕換擋沖擊，具有顯著的優(yōu)越性。