交錯并聯(lián)雙向直流變換器的一種新型相頻控制策略

楊玉崗，江 威，苗 闖，張書淇

（遼寧工程技術(shù)大學電氣與控制工程學院，葫蘆島125105）

雙向DC/DC變換器以其體積小、重量輕、成本低、易于控制等優(yōu)點越來越多地應用于能量需要雙向流動的場合[1]。交錯并聯(lián)技術(shù)的應用對進一步減小濾波電感和電容、降低功率開關(guān)的電應力和熱應力、減小電流紋波、減小電感損耗、改善電路的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能、增加功率密度及提高可靠性等有著重要的作用[2-4]。為了獲得最高的滿載效率，通常在變換器中按照最大工作電流進行硬件電路的設計。然而在實際應用中，輸出的可變性會導致變換器工作狀態(tài)的不穩(wěn)定，并且多相并聯(lián)在增大變換器的輸出功率、減小輸出總電流紋波的同時，還會增加輕載時的開關(guān)損耗進而降低變換器的效率，所以輕載效率低又成為多相并聯(lián)變換器的一個突出問題。針對此問題，本文在4相交錯并聯(lián)雙向DC/DC變換器中采用相數(shù)控制，即根據(jù)負載大小動態(tài)調(diào)整變換器相數(shù)的方法，有效減小開關(guān)損耗，提高變換器的輕載能量傳輸效率。然而，當變換器單通道運行時，就不能再通過減小相數(shù)的方式減小開關(guān)管的損耗。

為此，本文結(jié)合現(xiàn)有單通道變換器的頻率控制技術(shù)[5-9]，提出一種能夠適用于多相交錯并聯(lián)雙向DC/DC變換器的頻率控制策略，該策略能夠有效提高單通道更輕負載時變換器的效率。最后，通過相數(shù)控制與頻率控制相結(jié)合的方式，實現(xiàn)了全負載范圍內(nèi)變換器的高效運行。

1 相頻控制方式的控制策略

1.1 多相交錯并聯(lián)雙向直流變換器的相數(shù)控制

圖1為4相交錯并聯(lián)直流變換器拓撲結(jié)構(gòu)。變換器正常工作運行時，各通道均對稱運行，當變換器工作相數(shù)發(fā)生改變時，剩余相若按照原有的相移方式繼續(xù)運行，變換器的輸出將不再平衡，并且總輸出電流波形也會因為各相電流不平衡特性的疊加導致輸出性能變差，交錯并聯(lián)的優(yōu)點將會大打折扣。因此，當改變變換器的控制脈沖減小時，相應地還要調(diào)整剩余各通道的相位差，使其能夠達到最佳的輸出性能。

當變換器滿載運行時，4通道變換器的每一相中所有的主開關(guān)管均投入工作狀態(tài)，如圖2所示。當運行于 Buck 模式下時，4 路主開關(guān)管 Q1、Q3、Q5、Q7依次導通，導通相位相差90°，其運行能對稱性能夠達到交錯并聯(lián)技術(shù)的要求。

圖1 4相交錯并聯(lián)直流變換器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of four-phase interleaved parallel DC/DC converter

圖2 4通道主開關(guān)管導通圖Fig.2 Conduction diagram of four-channel main switch tube

當負載功率從額定功率的100%降低到75%時，若按照4相通道同時運行，則流過各相的電流均會降低；當功率降至75%以下時，若此時關(guān)閉1條通道，將相數(shù)從4相減小至3相，則流過各相的電流將重新增大到滿載額定電流的25%，此時相位也將發(fā)生變化，剩余三相的主開關(guān)管的導通角互差120 °，如圖 3 所示。

當負載功率從額定功率的75%降至50%時，如上面操作，令再關(guān)閉其中1條通道，相數(shù)減至2相，各相流過的電流重新達到額定電流的25%，這時導通角再次發(fā)生變化，互差180°，如圖4所示。同理，當負載功率降低到額定功率的25%時，需要繼續(xù)減少相數(shù)至單相。

圖3 3通道主開關(guān)管導通圖Fig.3 Conduction diagram of three-channel main switch tube

圖4 2通道主開關(guān)管導通圖Fig.4 Conduction diagram of two-channel main switch tube

利用相數(shù)控制技術(shù)能夠有效提高變換器在非滿載情況下的工作效率。當相數(shù)發(fā)生改變后，變換器的總電感電流紋波如表1所示。表中，f為開關(guān)管的開關(guān)頻率；d為主開關(guān)管占空比；L為電感；Vin為變換器輸入電壓。

表1 總電感電流紋波Tab.1 Total inductance current ripple

1.2 多相交錯并聯(lián)雙向直流變換器的頻率控制

相數(shù)控制是實現(xiàn)頻率控制的基礎，當變換器相數(shù)減小到單相時，不能再通過減小相數(shù)的方式提高效率。變頻控制技術(shù)是指變換器的周期不固定，通過改變脈沖寬度，或者改變開關(guān)管的關(guān)斷時間，改變變換器的控制頻率，也就是脈沖頻率調(diào)制PFM（pulse frequency modulation）技術(shù)；脈沖跨周期調(diào)制PSM（pulse skipping modulation）技術(shù)是通過控制頻率和占空比恒定，僅隨著輸出電流的變化，跳過一些控制脈沖，在跳過控制脈沖這段時間內(nèi)，開關(guān)管不工作，通過改變跳過控制脈沖數(shù)量來對變換器進行開關(guān)控制。不同頻率控制方式如圖5所示。

圖5 不同頻率控制方式Fig.5 Different frequency control modes

采用多頻控制的基本思路為：在開關(guān)管滿足滿載額定功率運行條件時，采用較高開關(guān)頻率的傳統(tǒng)PWM控制方式；在開關(guān)管運行于中等額定功率時，在不影響電子元器件性能的情況下，采用多個控制頻率對變換器進行控制，減少開關(guān)損耗從而提高變換器的效率；在開關(guān)管運行于極輕額定功率時，采用PSM控制方式進一步減小變換器的開關(guān)頻率，從而解決輕載傳輸效率低的問題。和傳統(tǒng)的PFM控制技術(shù)相比，多頻控制技術(shù)控制簡單，僅僅需要產(chǎn)生幾種頻率的PWM控制脈沖，在每個負載段，變換器都是采用穩(wěn)定的PWM脈沖來控制，工作時的電感電流紋波穩(wěn)定。

2 相頻控制方式的流程控制方法

2.1 通道數(shù)控制流程

通道數(shù)控制流程如圖6所示，給控制電路通電后，單片機開始執(zhí)行初始化設置。將定時器中斷周期設定為0.5 ms，每隔0.5 ms進行10次A/D采樣，將10次采樣結(jié)果進行均值濾波，得到更準確的電壓/電流數(shù)據(jù)。初始化設置執(zhí)行完畢后，采樣低壓側(cè)電流IL，并與已經(jīng)測量出的通道數(shù)控制點電流進行比較。若滿足I3＜IL＜I4條件，變換器工作狀態(tài)為4相交錯并聯(lián)運行；若滿足I2＜IL＜I3條件，變換器工作狀態(tài)為3相交錯并聯(lián)運行，各相相位差變成120°；若滿足I1＜IL＜I2條件，變換器工作狀態(tài)為2相交錯并聯(lián)運行，相位差變成 180°；若滿足 0＜IL＜I1條件，變換器只有1相處于工作狀態(tài)。循環(huán)采樣與判斷，執(zhí)行通道數(shù)控制策略。

圖6 通道數(shù)控制流程Fig.6 Flow chart of control of channel numbers

2.2 頻率控制流程

頻率控制流程如圖7所示。頻率控制的思路和通道數(shù)控制基本類似，區(qū)別在于頻率控制僅僅是在變換器兩相運行后才執(zhí)行。在程序中設定一個變換器兩相運行時的標志位，只要判斷標志位置1后，才調(diào)用頻率控制子函數(shù)，當標志位清零后，再調(diào)用通道數(shù)控制子函數(shù)。根據(jù)低壓側(cè)電流的變化將變換器的工作頻率分別設定為150 kHz和100 kHz。

圖7 頻率控制流程Fig.7 Flow chart of frequency control

2.3 FPGA控制流程

現(xiàn)場可編程門陣列FPGA（field-programmable gate array）主要承擔改變PWM的頻率、相位角和控制方式等職責，只要當FPGA接收到單片機發(fā)出的信號，就立即調(diào)用相應的子函數(shù)來改變頻率、相位角或者控制方式。其控制流程如圖8所示。實時讀取端口B0、B1的數(shù)據(jù)從而改變PWM的頻率；讀取端口C0、C1的數(shù)據(jù)改變PWM的相位角；讀取端口A0、A1的數(shù)據(jù)，改變頻率控制方式。這里需要注意的是，F(xiàn)GPA的不同進程模塊是并行執(zhí)行的，即在同一個時鐘沿到來時，讀取端口數(shù)據(jù)的同時執(zhí)行的，這樣保證了與單片機實時地通訊，提高變換器的響應速度。

圖8FPGA控制流程Fig.8 Flow chart of FPGA control

3 實驗驗證

實驗樣機如圖9所示。其中，控制電路的供電電壓為 12 V，由 EM1719A 直流穩(wěn)壓源（0～32 V，0～2 A）提供；主電路輸入電壓由IT6154大功率直流電源（0～60 V，0～9 A）提供，輸出接電子負載 IT85 13C（120 V，120 A）；額定高壓側(cè)電壓 Vin=12 V,額定低壓電壓Vo=4.8 V。

圖9 實驗樣機Fig.9 Experimental prototype

3.1 相數(shù)控制實驗

圖10為4相交錯并聯(lián)DC-DC變換器切相時工作在臨界狀態(tài)下的相電感電流波形，圖11是臨界狀態(tài)下總輸出電流波形，電流測試采用CHB-25NP，匝比 n=1 000/1，檢測電阻 RM=1 000 Ω，通過示波器測試的電流i=vn/RM。

圖12是變換器在不同相數(shù)工作時的效率曲線。由圖可見，當輸出電流相同、工作相數(shù)不同的情況下，變換器的效率不同，不論幾相工作，變換器的效率隨著變換器輸出電流的逐漸增大，呈現(xiàn)出先提高后降低的現(xiàn)象。隨著相數(shù)增加，輕載效率降低，最高效率點對應的電流增大，高效負載段增加；隨著電流變化，當3相工作效率高于4相時變換器轉(zhuǎn)換為3相工作，當2相工作效率高于3相時變換器轉(zhuǎn)換為2相工作，當單相效率高于2相時變換器轉(zhuǎn)換為單相工作，工作相數(shù)的減少導致開關(guān)損耗的降低，進而電能傳輸?shù)男实玫教岣摺?/p>

圖10 4相相電流實驗波形Fig.10 Experimental waveform of four-phase phase current

圖11 4相電感總輸出電流實驗波形Fig.11 Experimental waveform of total output current of four-phase inductor

圖12 不同相數(shù)工作的效率曲線Fig.12 Efficiency curves with different numbers of working phases

3.2 頻率控制實驗

圖13是PSM控制方式的驅(qū)動波形，當變換器轉(zhuǎn)換為單相運行時，在極輕負載下，采用PSM控制方式，有規(guī)律地跳過一些時鐘周期，使得開關(guān)管在一個周期內(nèi)的導通次數(shù)減小，從而降低開關(guān)管的導通損耗。圖14為單相工作時不同頻率下變換器輕載范圍內(nèi)的效率，可見，降低控制頻率，能夠提高變換器的輕載效率。

圖15是f=100 kHz時PSM和PWM控制方式下變換器的電能傳輸效率。由圖可明顯看出，在低壓側(cè)電流為0～2.5 A時，變換器的電能傳輸效率采用PSM控制方式高于采用PWM控制方式；對比圖14可見，變換器在PWM控制方式下，當f=100 kHz時電能傳輸效率高于f=150 kHz的電能傳輸效率。

圖13 單通道變換器PSM控制方式實驗波形Fig.13 Experimental waveform of one-channel converter under PSM control

圖14 單通道變換器不同頻率輕載的效率Fig.14 Light-load efficiency of one-channel converter at different frequencies

圖15 f=100 kHz時不同控制方式效率Fig.15 Load efficiency in different control modes when f=100 kHz

3.3 多相交錯并聯(lián)雙向直流變換器控制實驗

將相數(shù)控制技術(shù)、多頻控制技術(shù)和PSM頻率控制技術(shù)相結(jié)合，綜合提高變換器的電能傳輸效率。圖16是采用本文所提控制方案得到的4相交錯并聯(lián)DC-DC變換器全負載范圍內(nèi)的效率曲線。從圖中能夠明顯看出，輕載效率有了顯著的提高，因而達到了變換器全負載范圍內(nèi)保持較高的能量傳輸效率的目的。

圖16 頻率控制變換器效率曲線Fig.16 Efficiency curves of converter under frequency control

4 結(jié)語

本文將相數(shù)控制、多頻控制及PSM控制方法結(jié)合起來，拓寬了變換器的高效運行區(qū)間，提升了輕載電能傳輸效率。該控制方法從設計和成本的角度來講，能夠有效地提高全負載范圍內(nèi)的效率，而且元器件壽命也會得到一定的延長。