光伏電站直流匯集接入系統(tǒng)的建模分析

戴志輝，朱惠君，嚴(yán)思齊，蘇懷波，賈 科

1. 華北電力大學(xué) 河北省分布式儲(chǔ)能與微網(wǎng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，河北 保定 071003；2. 華北電力大學(xué) 新能源電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，北京100084)

0 引言

預(yù)計(jì)到21世紀(jì)末，全球能源需求將達(dá)到目前的3倍[1]。其中，電能在衡量經(jīng)濟(jì)發(fā)展水平的同時(shí)，也影響著經(jīng)濟(jì)的發(fā)展[2]。目前，仍然存在部分地區(qū)難以接入現(xiàn)有電網(wǎng)的現(xiàn)象，這在一定程度上影響了當(dāng)?shù)亟?jīng)濟(jì)的發(fā)展[3]。以太陽(yáng)能和風(fēng)能為代表的可再生能源發(fā)電技術(shù)的發(fā)展，為緩解地區(qū)并網(wǎng)壓力提供了一種解決方案。由于可再生能源發(fā)電具有間歇性、波動(dòng)性和不確定性等特點(diǎn)，需要設(shè)計(jì)合理的能源接入系統(tǒng)方式，提高電網(wǎng)接納清潔能源的能力[4]。

傳統(tǒng)的光伏交流接入系統(tǒng)主要包括光伏電站、DC/DC變流器、DC/AC并網(wǎng)變流器及濾波器4個(gè)部分[5]。其中，DC/DC光伏變流器一般采用Buck電路，主要用于控制光伏電站工作在最大功率點(diǎn)處，并維持電壓相對(duì)穩(wěn)定；DC/AC并網(wǎng)變流器一般采用脈寬調(diào)制(PWM)控制的電壓源型換流器(VSC)，主要用于將直流電變?yōu)榕c電網(wǎng)電壓幅值相等的工頻交流電，并承擔(dān)大部分升壓工作[6]。

光伏直流接入系統(tǒng)的組成與交流接入系統(tǒng)基本相同，但DC/DC變流器不僅具有最大功率控制作用，還承擔(dān)部分升壓工作。多個(gè)光伏電站級(jí)聯(lián)能提高光伏輸出電壓，并維持電壓穩(wěn)定，從而實(shí)現(xiàn)光伏發(fā)電的直流輸送[7]。由于光伏輸出為直流電壓，且可采用電壓較低的隔離型光伏變流器抑制共模漏電流，所以采用直流接入方式可降低控制的復(fù)雜度，減少變流器級(jí)數(shù)，減少隔離變壓器損耗，提高光伏發(fā)電效率[8-9]。相比于交流輸電，中高壓直流輸電損耗較小，采用直流接入方式更有利于光伏的接入。但采用光伏級(jí)聯(lián)直流接入方式時(shí)，由于光伏電池的輻照度不同，為了順利實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)及最大功率點(diǎn)跟蹤控制，需注意各光伏并網(wǎng)變流器之間的均壓?jiǎn)栴}[8]。

本文研究了光伏直流匯集接入方式及其分析模型的建立。其中，并網(wǎng)變流站采用箝位雙子模塊型模塊化多電平變流器(CDSM-MMC)，通過(guò)最近電平逼近法得到橋臂投入子模塊數(shù)，結(jié)合電容電壓排序確定投切的子模塊，實(shí)現(xiàn)子模塊均壓[10]；光伏變流站由并聯(lián)輸入串連輸出(IPOS)結(jié)構(gòu)的多模塊Boost全橋隔離變流器(BFBIC)組成，相比于傳統(tǒng)的光伏接入方式，并聯(lián)輸入使得各光伏并網(wǎng)變流器輸入電壓相同，串聯(lián)輸出使得光伏電站輸出電壓提高，在滿足升壓要求的同時(shí)，緩解了輻照度不同導(dǎo)致的各個(gè)光伏并網(wǎng)變流器輸出電壓不平衡問(wèn)題[11-12]。有關(guān)BFBIC實(shí)現(xiàn)光伏最大功率控制的文獻(xiàn)較少，本文設(shè)計(jì)了最大功率定電壓控制BFBIC中Boost部分的控制方案。通過(guò)與定輸出電壓控制Boost部分、最大功率定電壓控制有源箝位部分的方案進(jìn)行仿真對(duì)比，驗(yàn)證了最大功率定電壓控制Boost部分可實(shí)現(xiàn)光伏最大功率控制；并結(jié)合仿真結(jié)果，給出了不同控制方式的使用建議。

1 光伏直流匯集接入系統(tǒng)的PSCAD模型

1.1 光伏電池組模型

圖1 光伏電池單元等效電路Fig.1 Equivalent circuit of photovoltaic cell

本文建立的光伏電池模型為2層結(jié)構(gòu)：第一層為電池單元，第二層為電池模塊。等效電流源Ig、串聯(lián)等效電阻Rsh、并聯(lián)等效電阻Rsr和二極管構(gòu)成電池單元等效模型，如圖1所示。電池單元輸出電流為：

Ipv_c=Ig-Id-Ish

(1)

其中，Ipv_c為光伏電池單元輸出電流；Id為二極管電流；Ish為并聯(lián)電阻電流。

根據(jù)二極管的伏安特性方程，可得電池單元的輸出特性如式(2)所示[13]。

(2)

其中，Io為二極管反向飽和電流；Vpv_c為光伏電池單元輸出電壓；nd為二極管特性因子，一般取1～2；k為玻爾茲曼常數(shù)，取1.38×1023J/K；τc為光伏電池溫度；q為電子的電荷量，取1.6×10-19C。

本文方案中，電池單元經(jīng)串并聯(lián)組成電池模塊，且每個(gè)電池模塊最多包含20×20個(gè)電池單元。電池模塊經(jīng)串并聯(lián)組成光伏電池模型。通過(guò)調(diào)整串聯(lián)電池單元及電池模塊數(shù)量，達(dá)到調(diào)整光伏電池模型開(kāi)路電壓的目的；通過(guò)調(diào)整并聯(lián)電池單元及電池模塊數(shù)量，達(dá)到調(diào)整光伏電池模型容量的目的。光伏電池輸入為輻照度及溫度。

1.2 光伏直流并網(wǎng)變流站模型

光伏直流并網(wǎng)變流站采用以BFBIC為基本單元的2級(jí)結(jié)構(gòu)：采用IPOS結(jié)構(gòu)的多個(gè)BFBIC組成第一級(jí)結(jié)構(gòu)，稱為IPOS模塊；多個(gè)IPOS模塊并聯(lián)構(gòu)成第二級(jí)結(jié)構(gòu)，即一個(gè)光伏變流站。圖2為光伏變流站拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖。

圖2 光伏變流站拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topology of photovoltaic converter station

BFBIC拓?fù)渲?，Lboost為升壓電感；vin為輸入電壓；Cin為儲(chǔ)能電容；Cc為箝位電容；Co為濾波電容；vo為輸出電壓；變壓器變比為1∶nT。與傳統(tǒng)Boost拓?fù)湎啾?，BFBIC通過(guò)升壓電感與高頻變壓器共同實(shí)現(xiàn)升壓功能，緩解了變壓器的升壓壓力；箝位電容可吸收開(kāi)關(guān)管投切時(shí)的電壓尖峰，減小開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力；采用統(tǒng)一信號(hào)控制且輸出經(jīng)濾波電容，實(shí)現(xiàn)電壓自均衡。

1.3 交流并網(wǎng)變流器模型

交流并網(wǎng)變流器采用CDSM-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。可以將主回路分成3級(jí)，由上級(jí)到下級(jí)分別是MMC換流器級(jí)、MMC橋臂級(jí)和CDSM模塊級(jí)。各級(jí)對(duì)應(yīng)的控制功能見(jiàn)表1。

表1 MMC模塊各層級(jí)控制功能Table 1 Control functions of all levels for MMC module

圖3為CDSM-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖[14]，MMC變流站由6個(gè)橋臂、6個(gè)橋臂電感Larm、濾波裝置、充電電阻Rl和1臺(tái)三相交流變壓器構(gòu)成，圖中N為除去冗余模塊后各相CDSM個(gè)數(shù)。

圖3 CDSM-MMC變流站拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖Fig.3 Topology of CDSM-MMC converter station

2 控制系統(tǒng)模型

2.1 光伏直流并網(wǎng)變流站控制系統(tǒng)模型

圖4 BFBIC的時(shí)域等效模型Fig.4 Time-domain equivalent model of BFBIC

為得出光伏變流站系統(tǒng)傳遞函數(shù)框圖，先分析BFBIC的小信號(hào)模型。圖4為BFBIC的時(shí)域等效模型[11-12]。圖中，vin為BFBIC輸入電壓瞬時(shí)值，且受光伏輸入輻照度及溫度控制，滿足光伏輸出電流-電壓特性；iL為升壓電感電流瞬時(shí)值；d為S1—S4觸發(fā)信號(hào)占空比瞬時(shí)值；io為BFBIC輸出電流瞬時(shí)值；vo為BFBIC輸出電壓瞬時(shí)值；Ro為等效負(fù)載。

根據(jù)基爾霍夫定律，有：

(3)

其中，iin為BFBIC輸入電流。

進(jìn)而得到s域上的小信號(hào)模型為：

(4)

(5)

同理，可得輸出電壓與占空比的傳遞函數(shù)為：

(6)

令：

(7)

G1(s)=nT/(1-D)

(8)

G2(s)=Vo-s[nTILLboost/(1-D)2]

(9)

則式(5)和式(6)可分別寫(xiě)為：

(10)

(11)

結(jié)合BFBIC的工作原理[12]，設(shè)計(jì)了2種控制方案，如圖5所示。

圖5 BFBIC控制系統(tǒng)框圖Fig.5 Block diagram of BFBIC control system

方案1的控制系統(tǒng)框圖如圖5(a)所示。最大功率定電壓控制Sc，實(shí)現(xiàn)變壓器一次側(cè)電壓箝位；定BFBIC輸出電壓，即光伏變流站輸出電壓控制S1—S4，穩(wěn)定變流站輸出電壓。其中，voref為BFBIC輸出電壓參考值；vmppt為最大功率定電壓控制的輸出參考電壓；控制S1— S4PWM信號(hào)的PI控制器比例系數(shù)為kvp1，積分常數(shù)為kvi1。PI控制電壓環(huán)回路方程為：

ue1(s)=[voref(s)-vo(s)](kvp1+kvi1/s)

(12)

其中，ue1為采用控制方案1時(shí)S1—S4觸發(fā)信號(hào)的PWM波。

對(duì)式(12)進(jìn)行線性化處理，得到ue1小信號(hào)模型為：

(13)

從而得到控制方案1的系統(tǒng)傳遞函數(shù)框圖，如圖5(b)所示。其中，產(chǎn)生PWM波的傳遞函數(shù)可以近似為常系數(shù)kpwm。

方案2的控制系統(tǒng)框圖如圖5(c)所示。定光伏輸出電流，即BFBIC輸入電流控制Sc，實(shí)現(xiàn)變壓器一次側(cè)電壓箝位；最大功率定電壓控制S1— S4，實(shí)現(xiàn)光伏電池輸出電壓跟蹤最大功率點(diǎn)電壓值。其中，iinref為BFBIC輸入電流參考值；控制S1— S4PWM信號(hào)的PI控制器比例系數(shù)為kvp2，積分常數(shù)為kvi2。最大功率點(diǎn)跟蹤控制電壓環(huán)回路方程為：

ue2(s)=[vmppt(s)-vin(s)](kvp2+kvi2/s)

(14)

其中，ue2為采用控制方案2時(shí)S1— S4觸發(fā)信號(hào)的PWM波。

對(duì)式(14)進(jìn)行線性化處理，得到ue2小信號(hào)模型為：

(15)

從而得到控制方案2的系統(tǒng)傳遞函數(shù)框圖，如圖5(d)所示。

2.2 交流并網(wǎng)變流器控制系統(tǒng)模型

MMC控制包括上下橋臂導(dǎo)通子模塊數(shù)的計(jì)算及調(diào)制波的產(chǎn)生兩部分。導(dǎo)通子模塊數(shù)的計(jì)算采用最近電平逼近法實(shí)現(xiàn)[10]；調(diào)制波的產(chǎn)生通過(guò)矢量控制實(shí)現(xiàn)?；谧罱娖奖平ǖ纳舷聵虮蹖?dǎo)通子模塊數(shù)的計(jì)算公式如式(16)所示。

(16)

其中，Ue為MMC調(diào)制波；Uc為MMC子模塊電容電壓；round(x)表示取與x最接近的整數(shù)。

當(dāng)MMC輸入發(fā)生擾動(dòng)時(shí)，為維持輸出穩(wěn)定，MMC的整體控制采用經(jīng)典的雙閉環(huán)直接電流矢量控制方式，圖6為MMC控制系統(tǒng)框圖。圖中，Udc為直流側(cè)電壓；Udcref為直流側(cè)電壓參考值；Qs為交流側(cè)無(wú)功功率；Qsref為交流側(cè)無(wú)功功率參考值；Idref為交流側(cè)d軸電流參考值；Iqref為交流側(cè)q軸電流參考值；Id為交流側(cè)d軸電流；Iq為交流側(cè)q軸電流；Usd為交流側(cè)d軸電壓；Usq為交流側(cè)q軸電壓；Udref為交流側(cè)d軸電壓參考值；Uqref為交流側(cè)q軸電壓參考值。外環(huán)采用定直流電壓與交流無(wú)功功率控制，內(nèi)環(huán)采用交流電流矢量解耦控制，控制器輸出MMC調(diào)制波Ue[15]。

圖6 MMC控制系統(tǒng)框圖Fig.6 Block diagram of MMC control system

3 算例分析

以某市一光伏電站為例，當(dāng)光伏變流站采用不同的控制方案時(shí)，對(duì)比分析系統(tǒng)的抗光照干擾能力以及光伏電能送出能力。日均凈輻照度約為637.45 MJ/m2，日平均氣溫約為14.9 ℃。光伏電站包括±30 kV/1.5 MW集中式及20 kV/500 kW集散式電站2種。光伏變流站采用IPOS方式連接的BFBIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，且每個(gè)BFBIC輸出電壓為5 kV。光伏電池輸出電壓經(jīng)變流站升壓后，匯集接入±30 kV直流電網(wǎng)。交流并網(wǎng)變流器采用9電平CDSM-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，±30 kV直流電網(wǎng)經(jīng)過(guò)10 km電纜后，與35 kV交流系統(tǒng)通過(guò)交流并網(wǎng)變流器連接，如圖7所示。

圖7 光伏直流匯集接入系統(tǒng)拓?fù)鋱DFig.7 Topology of DC convergence integration system of photovoltaic power generation

3.1 孤島運(yùn)行的仿真分析

圖8(a)、(b)分別為使用控制方案1時(shí)光伏變流站正極輸出電壓和有功功率波形圖。仿真初始時(shí)光伏電池投入運(yùn)行，1 s時(shí)改變光伏電池輸入輻照度與溫度。由圖8(a)、(b)可知，光伏變流站輸出電壓響應(yīng)時(shí)間約為0.5 s，電壓峰值約為33.4 kV，超調(diào)量約為11%。1 s時(shí)改變光伏輸入量，調(diào)整時(shí)間約為0.25 s，電壓超調(diào)量約為2%，輸出有功功率基本穩(wěn)定在2.5 MW。

圖8 光伏電站孤島運(yùn)行的仿真波形Fig.8 Simulative waveforms of photovoltaic station under islanding operation

圖8(c)、(d)分別為使用控制方案2時(shí)光伏變流站正極輸出電壓和有功功率波形圖。仿真初始時(shí)光伏電池投入運(yùn)行，0.6 s改變光伏電池輸入輻照度與溫度。由圖8(c)、(d)可知，光伏變流站輸出電壓響應(yīng)時(shí)間約為0.3 s，光伏變流站正極輸出穩(wěn)定電壓值約為30.8 kV。0.6 s時(shí)改變光伏輸入量，光伏變流站輸出電壓跟蹤最大功率點(diǎn)的變化，穩(wěn)定在新的最大功率點(diǎn)，輸出電壓約為36.2 kV。

比較方案1與方案2可以看出，當(dāng)光伏電站處于孤島模式時(shí)，方案1具有抗輻照度及溫度擾動(dòng)的能力，即當(dāng)光伏輸入改變時(shí)，可以保證光伏變流站輸出電壓一定，但光伏電池投入運(yùn)行時(shí)，光伏變流站輸出電壓超調(diào)量較大;方案2可以實(shí)現(xiàn)光伏變流站的最大功率控制，且超調(diào)較小，響應(yīng)速度快，但輸出電壓由最大功率點(diǎn)決定，抗輻照度及溫度干擾能力弱。

3.2 并網(wǎng)運(yùn)行的仿真分析

初始時(shí)，光伏電站投入運(yùn)行并處于孤島運(yùn)行狀態(tài)，MMC各子模塊處于閉鎖狀態(tài)。光伏電站輸出穩(wěn)定在±30 kV后解鎖MMC，并用交流電網(wǎng)對(duì)MMC各子模塊電容充電。充電結(jié)束后，MMC變流站與光伏電站接入直流電網(wǎng)。調(diào)整卸荷電阻阻值，使得光伏變流站輸出電壓穩(wěn)定至±30 kV。光伏變流站輸出電壓穩(wěn)定后切除卸荷電路。系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行一段時(shí)間后，增大光伏輸入輻照度至837.45 MJ/m2，增大光伏輸入溫度至16.9 ℃，檢驗(yàn)控制系統(tǒng)抗光伏輸入干擾的能力。

光伏變流站采用控制方案1時(shí)，Sc觸發(fā)信號(hào)控制系統(tǒng)中，vmppt的初值為650 V，PI控制器的比例系數(shù)為1，積分常數(shù)為0.50；S1— S4觸發(fā)信號(hào)控制系統(tǒng)中，PI控制器的比例系數(shù)為0.001，積分常數(shù)為2。0.6 s 光伏變流站輸出電壓基本穩(wěn)定。設(shè)置0.59 s解鎖MMC，并對(duì)各橋臂中的4個(gè)子模塊充電。0.6 s先將MMC及光伏變流站接入±30 kV直流電網(wǎng)，再切除MMC直流側(cè)充電回路負(fù)載。0.72 s切除卸荷電阻，1.5 s改變光伏輸入輻照度及溫度。系統(tǒng)波形如圖9所示。

圖9 使用控制方案1時(shí)光伏并網(wǎng)運(yùn)行仿真波形Fig.9 Simulative waveforms of grid-connected photovoltaic with control scheme 1

光伏電站接入前，由圖9(a)—(c)可以看出，光伏電站投入運(yùn)行的輸出電壓響應(yīng)時(shí)間約為0.5 s，單極輸出電壓峰值約為33 kV，單極輸出電壓穩(wěn)定值約為30 kV，電流穩(wěn)定值約為0.9 kA，光伏電站單極輸出有功功率跟隨電壓變化，穩(wěn)定值約為2.6 MW。

由圖9(a)、(c)可知，光伏電站接入瞬間，其輸出電壓跌落至約23.8 kV，接入后約0.7 s，其輸出電壓穩(wěn)定，單極輸出電壓約為30 kV，單極輸出有功約為2.1 MW。光伏輸入改變后約0.15 s，光伏電站輸出電壓恢復(fù)至30 kV，單極輸出有功約為2.2 MW。

由于采用定輸出電壓控制S1—S4，故輸出電壓波形較為穩(wěn)定，交流側(cè)電流波形平滑。但改變光伏輸入輻照度與溫度后，由于電壓不變導(dǎo)致輸出功率基本不變，即輸出功率不隨光伏最大功率點(diǎn)變化而變化。

光伏變流站采用控制方案2時(shí)，Sc觸發(fā)信號(hào)控制系統(tǒng)中，PI控制器比例系數(shù)為1，積分常數(shù)為0.50； S1—S4觸發(fā)信號(hào)控制系統(tǒng)中，vmppt初值為650 V，PI控制器的比例系數(shù)為1，積分常數(shù)為0.5。0.24 s光伏變流站輸出電壓達(dá)到30 kV并基本穩(wěn)定。設(shè)置0.23 s解鎖MMC，并對(duì)各橋臂中的4個(gè)子模塊充電。0.24 s先將MMC及光伏變流站接入±30 kV直流電網(wǎng)，再切除MMC直流側(cè)充電回路負(fù)載。0.32 s切除卸荷電阻，1 s改變光伏輸入輻照度及溫度。系統(tǒng)仿真波形如圖10所示。光伏電站接入前，由圖10(a)—(c)可以看出，光伏電站投入運(yùn)行的單極輸出電壓穩(wěn)定值約為32.57 kV，電流穩(wěn)定值約為89 A，光伏電站輸出有功功率跟隨電壓變化，穩(wěn)定值約為3 MW。

圖10 使用控制方案2時(shí)光伏并網(wǎng)運(yùn)行仿真波形Fig.10 Simulative waveforms of grid-connected photovoltaic with control scheme 2

由圖10(a)、(c)可知，光伏電站接入瞬間，其輸出電壓跌落至約24 kV，接入后約0.43 s，光伏變流站輸出電壓穩(wěn)定，單極輸出電壓約為29.4 kV，單極輸出有功約為2.85 MW。光伏輸入改變后約為0.45 s，光伏電站輸出電壓恢復(fù)穩(wěn)定，單極輸出電壓約為30.75 kV， 單極輸出有功約為3.76 MW，輸出有功功率隨著光伏最大功率點(diǎn)的改變而改變。

由于采用最大功率定電壓控制S1— S4，故改變光伏輸入輻照度與溫度后，輸出功率跟隨光伏最大功率點(diǎn)變化而變化。但光伏輸出穩(wěn)定電壓依靠后級(jí)變流器控制，交流側(cè)電流波形波動(dòng)較大。

對(duì)比圖9(a)、(d)、(e)和圖10(a)、(d)、(e)，控制方案1與控制方案2都可以控制光伏變流站輸出電壓穩(wěn)定在30 kV，且并網(wǎng)換流器輸出交流三相電壓約為20 kV、電流約為84.9 A，可以接入交流電網(wǎng)。其中，方案1是通過(guò)光伏變流站中定輸出電壓控制S1—S4實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定光伏輸出電壓的功能；方案2是通過(guò)交流并網(wǎng)變流站中作為電流矢量解耦控制外環(huán)的定直流側(cè)電壓控制，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定光伏輸出電壓的功能。在控制方案1中，前級(jí)光伏變流器與后級(jí)并網(wǎng)換流器均采用定直流電壓控制；而控制方案2中，只有后級(jí)并網(wǎng)換流器采用定直流電壓控制。所以相比于控制方案2，控制方案1的并網(wǎng)換流器輸出電流更加平滑。

控制方案1與控制方案2的控制效果可以由圖9(a)、(c)和圖10(a)、(c)的對(duì)比得出。當(dāng)光伏輸入改變時(shí)，方案1中的直流電壓閉環(huán)控制作用效果更加明顯，直流側(cè)電壓更穩(wěn)定，電壓波動(dòng)受光照擾動(dòng)的影響較小，但光伏電站送出有功較小且并未工作在最大功率點(diǎn)；方案2中的最大功率定電壓控制作用效果更加明顯，光伏電站在最大功率點(diǎn)處運(yùn)行，輸出有功較大，且隨著光照的變化而變化，但直流電壓波動(dòng)較大，并不適合于對(duì)電壓要求較高的情況，且電壓的穩(wěn)定控制依賴于后級(jí)逆變器。

控制方案1與控制方案2的響應(yīng)速度可以由圖9(a)和圖10(a)的對(duì)比得出。采用方案1時(shí)，光伏接入系統(tǒng)響應(yīng)速度較慢，抗光照擾動(dòng)恢復(fù)速度較快；采用方案2時(shí)，光伏接入系統(tǒng)響應(yīng)速度較快，抗光照擾動(dòng)恢復(fù)速度較慢。在接入系統(tǒng)瞬間，方案1與方案2電壓跌落值基本相同。

針對(duì)直流電網(wǎng)中接入直流負(fù)荷后的情況，由于光伏最大功率點(diǎn)由輻照度及溫度決定，在輻照度與溫度不變的情況下，光伏輸出功率不變，故直流負(fù)荷接入會(huì)引起直流電網(wǎng)與交流系統(tǒng)之間的功率傳輸發(fā)生變化，具體與負(fù)荷大小及換流站控制方式有關(guān)。本文并網(wǎng)換流站控制器外環(huán)采用定直流電壓與無(wú)功功率控制，內(nèi)環(huán)采用電流解耦控制，故無(wú)論采用控制方案1還是方案2，直流電網(wǎng)電壓基本不變。

具體地，采用控制方案1時(shí)，由于光伏電站采用定輸出電壓控制，故接入直流負(fù)荷后，無(wú)論輻照度和溫度是否改變，光伏電站輸出功率變化較小。與無(wú)直流負(fù)荷相比，直流電網(wǎng)輸入交流系統(tǒng)的功率減?。恢绷髫?fù)荷大于光伏發(fā)電時(shí)，交流系統(tǒng)需向直流電網(wǎng)供電。采用控制方案2時(shí)，在并網(wǎng)換流站的控制作用下，直流電網(wǎng)電壓基本不變，由于光伏電站采用最大功率跟蹤控制，光伏輸出功率隨輻照度或溫度變化而變化。直流負(fù)荷接入后，交流系統(tǒng)與直流電網(wǎng)之間的功率交互受輻照度、溫度及直流負(fù)荷大小三方面影響。

特別地，正午時(shí)若采用控制方案1，光伏輸出功率無(wú)顯著增加，直流電網(wǎng)與交流系統(tǒng)之間的功率傳輸與其他時(shí)刻接入同等大小直流負(fù)荷的情況基本相同，直流電網(wǎng)電壓較方案2更為平穩(wěn)，雖無(wú)棄光現(xiàn)象，但光伏利用率較低。若采用控制方案2，則光伏輸出功率處于一天中的最大值，此時(shí)除向直流負(fù)荷供電，還可調(diào)整直流電網(wǎng)向交流系統(tǒng)的傳輸功率防止棄光，光伏利用率較方案1要高。

4 結(jié)論

本文在對(duì)比光伏直流匯集接入與交流接入方式的基礎(chǔ)上，給出了某市光伏直流匯集接入系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與PSCAD模型。針對(duì)BFBIC光伏變流站拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，給出了2種控制策略。控制方案1采用最大功率定電壓控制BFBIC的有源箝位部分，定輸出電壓控制Boost部分；控制方案2采用定輸入電流控制有源箝位部分，最大功率定電壓控制Boost部分。為實(shí)現(xiàn)光伏最大功率控制，本文采用控制方案2，并通過(guò)仿真與控制方案1對(duì)比，驗(yàn)證了方案2的可行性。

此外，經(jīng)仿真分析可知，控制方案1具有較強(qiáng)的抗光照干擾能力，控制方案2具有較強(qiáng)的光伏輸出能力。給出控制方案選擇建議如下：當(dāng)光伏系統(tǒng)運(yùn)行在孤島狀態(tài)時(shí)，由于控制方案2不能獨(dú)立控制光伏輸出電壓穩(wěn)定，故可考慮采用控制方案1；當(dāng)光伏系統(tǒng)運(yùn)行在并網(wǎng)狀態(tài)時(shí)，若可以通過(guò)后級(jí)逆變器穩(wěn)定直流電壓，且對(duì)光伏送出電能的要求高于直流電壓穩(wěn)定的要求，可考慮采用方案2；光伏系統(tǒng)運(yùn)行在并網(wǎng)狀態(tài)，若后級(jí)逆變器不含穩(wěn)壓環(huán)節(jié)，或系統(tǒng)對(duì)光伏輸出直流電壓穩(wěn)定性要求較高，則應(yīng)考慮使用控制方案1。結(jié)合實(shí)際情況，亦可考慮采用2種控制策略配合的方式。