新型LLC諧振變換器數(shù)字同步整流驅(qū)動方式

呂征宇　李佳晨　楊華

摘 要：提出了一種適用于LLC諧振變換器的數(shù)字同步整流驅(qū)動方式。該驅(qū)動方式基于檢測同步整流MOS管的漏源極電壓，進而判斷體二極管的導通情況，通過電壓比較器輸出高低電平到數(shù)字處理器，算法程序捕獲體二極管的導通時間，控制調(diào)節(jié)同步整流管驅(qū)動信號的占空比，從而使同步整流達到較理想的效果，提高變換器的效率。相比傳統(tǒng)的同步整流驅(qū)動方式，所提的驅(qū)動方式具有電路結(jié)構(gòu)與控制算法簡單、驅(qū)動信號精確、動態(tài)性能好等優(yōu)點。為了驗證此方式的有效性，以一個72 W半橋LLC諧振變換器為樣機進行了實驗，樣機效率達到97.5%。

關(guān)鍵詞：LLC諧振變換器；數(shù)字同步整流；漏源極電壓；體二極管；數(shù)字處理器

中圖分類號：TM 46

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2018）01-0016-07

0 引 言

高效率、高功率密度一直以來是人們開發(fā)開關(guān)電源產(chǎn)品的熱點，LLC諧振變換器以其結(jié)構(gòu)簡單、效率高，可在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)等優(yōu)點，成為一些開關(guān)電源拓撲的不二之選[1]；但在低壓大電流應用場合下，LLC諧振變換器等開關(guān)電源的二次側(cè)整流二極管會產(chǎn)生不可忽視的損耗。因此，為了進一步提高變換器效率，通常采用以導通電阻很小的金屬氧化物半導體場效應管（MOS管）替代整流二極管的同步整流技術(shù)，降低了變換器二次側(cè)整流管的導通損耗[2]。

LLC諧振變換器的同步整流驅(qū)動方式一般分為電壓型驅(qū)動和電流型驅(qū)動。電壓型驅(qū)動通常采用變壓器二次側(cè)繞組或者輔助繞組提出驅(qū)動信號，結(jié)構(gòu)簡單，不需要增加其他隔離變壓器。但當LLC諧振變換器工作在電流斷續(xù)模式，即開關(guān)頻率小于諧振頻率的情況時，二次側(cè)整流管中的電流下降至零以后，通過變壓器給的驅(qū)動信號仍然存在，所以同步整流管保持導通，此時變換器的能量在這段時間內(nèi)會從二次側(cè)反流至一次側(cè)，引起變換器電壓增益降低，增加了損耗。因此，電壓型驅(qū)動一般適用于電流臨界或者連續(xù)模式下。

電流型驅(qū)動通常通過檢測同步整流管電流來提供驅(qū)動信號，驅(qū)動電路方式眾多[3-7]，但都需要額外的電流檢測元件，如電流互感器等。在低壓大電流的場合下，檢測二次側(cè)電流則需要體積較大的電流互感器，導致變壓器阻抗損耗增加，變換器效率降低。針對上述情況，文獻[8]提出了一種檢測一次側(cè)電流以提供同步整流管驅(qū)動信號的方法，有效解決了電流互感器體積較大的問題；但是變換器又增加了復雜的輔助電路。

目前市場上也存在許多同步整流控制芯片，如SRK2000[9]，F(xiàn)AN6208[10]等，它們的工作原理類似，應用電路簡單，一般是把采樣電壓Vds與芯片內(nèi)部電壓設(shè)定值比較，判斷出同步整流管開通和關(guān)斷點，得到驅(qū)動信號。但是芯片對同步整流管關(guān)斷的閾值電壓值一般較小，約幾十毫伏，因此對電路中的寄生參數(shù)十分敏感，同步整流效果不理想。

隨著數(shù)字處理器的發(fā)展，數(shù)字控制的同步整流因其電路結(jié)構(gòu)簡單，控制精確，同時又不存在上述幾種驅(qū)動方式的缺點，漸漸被廣泛使用。文獻[11]提出了一種通過檢測同步整流管Vds電壓，判斷體二極管是否導通，進而每次按設(shè)定好的固定步長調(diào)整同步整流管（SR）驅(qū)動脈寬，最終確定最理想的驅(qū)動脈寬的方法；文獻[12]針對文獻[11]的方法提出了同步整流管開通和關(guān)斷的優(yōu)化設(shè)計，文章中的控制算法設(shè)置了一個固定脈寬檢測窗代替文獻[11]中提出的固定步長，使得SR關(guān)斷時更加準確，改進后變換器效率在輕載時有0.8%的提升，但在重載情況下，幾乎沒任何提高。這兩篇文獻提出的驅(qū)動方式原理接近，暫態(tài)過程較長，要經(jīng)過足夠數(shù)量的開關(guān)周期同步整流才能穩(wěn)定工作，電路動態(tài)性能較差。

本文提出的驅(qū)動方式原理同樣基于檢測同步整流管Vds電壓，判斷體二極管是否導通的方法，但是只需要經(jīng)過一個或者兩個開關(guān)周期，同步整流就能穩(wěn)定工作。詳細介紹了提出的同步整流驅(qū)動方式的工作原理，分析了LLC諧振變換器暫態(tài)過程的算法控制，進行了實驗驗證。

1 工作原理

根據(jù)文獻[8]中對于同步整流管驅(qū)動開通的優(yōu)化，電路重載時，效率幾乎沒有提高，同時開通優(yōu)化并不是本文的重點，因此本文提出的數(shù)字控制同步整流驅(qū)動在開通時不進行任何優(yōu)化處理，采取與原邊逆變MOS管開關(guān)頻率相同，并且同時開通的方式，算法簡單，便于編程。

在同步整流管關(guān)斷時，當開關(guān)頻率fs小于等于諧振頻率fr時，即電流斷續(xù)模式，同步整流管要比原邊MOS管提前關(guān)斷，否則會導致同步整流管正向?qū)?，能量會從負載到電源回流，降低變換器的效率[13]；同時，同步整流管又不能提前過多關(guān)斷，影響同步整流的效果，降低了效率。當開關(guān)頻率fs大于諧振頻率fr時，即電流連續(xù)模式，同步整流管要比原邊MOS管延遲關(guān)斷，否則快速下降的電流會通過體二極管，造成嚴重的反向恢復[14]；同時，同步整流管又不能延遲過多關(guān)斷，延遲過多會引起上下兩個同步整流管共通時間過長，損害電路[11]。

1.1 能量回流分析

在開關(guān)頻率fs小于等于諧振頻率fr的工作狀態(tài)下，即電流斷續(xù)模式，當MOS管Q1和SR1同時導通，Q2和SR2關(guān)斷時，電流流向如圖1（a）所示，變換器將一次側(cè)的能量通過變壓器傳遞到二次側(cè)；當Q1關(guān)斷時，SR1上的圖1（a）所示電流已經(jīng)為零，此時若SR1仍然導通，則會在SR1上產(chǎn)生一個負向電流，負載能量將通過變壓器和Q1的體二極管回流至電源，如圖1（b）所示。MOS管Q2和SR2工作模態(tài)與Q1和SR1類似，若SR2遲于Q2關(guān)斷，同樣會存在能量回流問題。因此為了避免能量回流帶來效率降低的影響，設(shè)計時需要將同步整流管早于原邊MOS管關(guān)斷。

1.2 提出的算法

根據(jù)上述情況，本文提出了一種采用檢測Vds電壓來判斷同步整流管的體二極管是否導通，從而進行關(guān)斷優(yōu)化的方法。本文提出的數(shù)字同步整流驅(qū)動關(guān)斷優(yōu)化電路原理圖如圖2所示。

當SR1不加驅(qū)動時，其體二極管導通，導通壓降為-0.7 V。通過分壓電路設(shè)置一個Vth閾值電壓，其值取決于SR1導通時的壓降與體二極管導通時的壓降之間。通過電壓比較器向DSP發(fā)送高低電平，DSP通過eCap模塊捕捉高電平持續(xù)的時間，進行設(shè)置好的算法程序處理后，輸出理想的同步整流驅(qū)動信號，經(jīng)過驅(qū)動芯片最終輸出同步整流驅(qū)動電壓。算法流程圖如圖3所示，其中：TSR為同步整流管SR驅(qū)動信號的高電平持續(xù)時間；ΔD為在同步整流管SR關(guān)斷過晚時進行減法處理，使得下個周期SR處于關(guān)斷過早的狀態(tài)，為了保證下個周期SR處于關(guān)斷過早的狀態(tài)，ΔD的值應取得大些；Ton為通過DSP的eCap模塊捕獲電壓比較器的高電平持續(xù)時間，即SR體二極管導通時間；ΔT為使SR在電流斷續(xù)模式下提前ΔT的時間關(guān)斷，在電流連續(xù)模式下延遲ΔT的時間關(guān)斷，根據(jù)上述的分析，ΔT的取值應盡可能??；Tth為判斷SR在電流斷續(xù)模式下是否要提前ΔT的時間關(guān)斷，Tth的取值應盡可能小，但要大于ΔT。

根據(jù)圖3算法流程圖可以看出，本文提出的同步整流驅(qū)動方式控制算法較為簡單，其基于DSP捕獲的體二極管導通時間Ton，進行程序處理后，使得同步整流管下個開關(guān)周期的占空比為較理想的同步整流占空比，這種情況只需要一個開關(guān)周期的時間同步整流就能理想工作；若DSP沒有捕獲到體二極管的導通時間Ton，則下個開關(guān)周期SR的驅(qū)動時間減去ΔD，保證下個開關(guān)周期DSP能捕獲到體二極管導通時間Ton，這種情況也只需要兩個開關(guān)周期的時間同步整流就能理想工作。理想工作波形如圖4、圖5所示，可以看出，同步整流管SR關(guān)斷過早經(jīng)過一個開關(guān)周期后，同步整流進入有效工作狀態(tài)；SR關(guān)斷過晚，經(jīng)過兩個開關(guān)周期后，同步整流進入有效工作狀態(tài)。因此，本文提出的同步整流驅(qū)動方式具有較好的動態(tài)性能。

2 暫態(tài)分析

LLC諧振變換器是通過改變開關(guān)頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓，當負載或者輸入電壓變化時，為了穩(wěn)定輸出電壓，LLC諧振變換器的開關(guān)頻率會發(fā)生改變。由于本文提出的控制算法同步整流管的開關(guān)頻率與逆變MOS管的頻率一致，因此LLC諧振變換器的開關(guān)頻率變化時，會影響同步整流的工作。根據(jù)上述情況，在控制算法上再加一個開關(guān)頻率是否變化的判斷，如圖6所示。若檢測到開關(guān)周期與上個開關(guān)周期相同，則輸出上個周期的同步整流管驅(qū)動信號；反之，則重新運行圖3算法程序，輸出新的同步整流驅(qū)動信號。

對于開關(guān)頻率降低的暫態(tài)，逆變MOS管的驅(qū)動時間增長，導致SR管提前關(guān)斷，因此不會發(fā)生上下兩管共通的情況，如圖7所示。

對于開關(guān)頻率增大的暫態(tài)，逆變MOS管驅(qū)動時間減小，導致SR管延遲關(guān)斷，情況嚴重則會引起上下兩管共通時間過長，損害電路，如圖8所示。

為了避免這種情況發(fā)生，文獻[11]提出的控制算法多加了一個驅(qū)動時間判斷：如果T2>T1+Td，則賦予T2一個介于T1和（T1+Td）之間的值。但是在進行判斷的那個開關(guān)周期，上下兩同步整流管可能已經(jīng)共通一段時間，直到下個開關(guān)周期才進入正常工作。本文提出的控制算法則是一旦檢測到頻率發(fā)生變化，立刻使同步整流管驅(qū)動時間TSR減去ΔD，保證同步整流管處于提前關(guān)斷的狀態(tài)，因此不會出現(xiàn)共通的情況。

3 實驗結(jié)果

為了驗證本文提出的同步整流驅(qū)動方式，以一臺72 W的半橋LLC諧振變換器為樣機進行實驗。電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中，輸入電壓為55～65 V，輸出電壓為6 V，輸出電流為12 A，變壓器匝比為5∶1∶1；諧振頻率為100 kHz，諧振腔參數(shù)為：諧振電感Lr=6.5 μH，諧振電容Cr=390 nF，勵磁電感Lm=30 μH；逆變MOS管Q1、Q2型號為FQPF70N10，同步整流管SR1、SR2型號為FDP8442_F085，其導通電阻為3.1 mΩ[15]；控制驅(qū)動回路中，數(shù)字處理器DSP采用TMS320F28035，檢測漏源電壓的電路采用隔離運放AMC1301，電壓比較器為LM324，驅(qū)動芯片為FAN73901。

由于本算法開始工作時首先需要判斷同步整流管SR處于關(guān)斷過早還是過晚的狀態(tài)，若處于關(guān)斷過晚的狀態(tài)，會導致SR共通，情況嚴重可能會損壞電路，因此一開始算法設(shè)置SR驅(qū)動的占空比，使之處于關(guān)斷過早的狀態(tài)進行實驗。同時，由于LLC在開關(guān)頻率fs大于諧振頻率fr工作狀態(tài)下，即電流連續(xù)模式工作模式，副邊無法實現(xiàn)零電流關(guān)斷，效率較低，一般需要避免電路工作在此模式，因此實驗設(shè)定穩(wěn)定工作點于開關(guān)頻率小于諧振頻率處。

實驗圍繞電路穩(wěn)定工作點附近進行。圖9為不經(jīng)過圖3算法處理的同步整流管SR1實驗波形，圖10為算法處理后的SR1實驗波形，開關(guān)頻率均為90 kHz；圖11為開關(guān)頻率降低后的SR1實驗波形，開關(guān)頻率為85 kHz；圖12為開關(guān)頻率增大后的SR1實驗波形，開關(guān)頻率為95 kHz。其中，每幅實驗波形圖橫坐標為2 μs/格。比較圖9、圖10的Vds波形可以看出，經(jīng)過算法處理后SR1體二極管導通時間從1.2 μs減小到0.4 μs，效果顯著，因此提出的驅(qū)動方式具有改善同步整流效果的作用；比較圖10、圖11、圖12的Vds可以看出，在開關(guān)頻率增大或者減小時，SR1的體二極管導通時間基本維持0.4 μs不變，且能穩(wěn)定輸出驅(qū)動電壓，因此提出的驅(qū)動方式在電路暫態(tài)過程中能正常穩(wěn)定工作，并且動態(tài)性能較好。

4 結(jié) 論

本文提出的數(shù)字同步整流驅(qū)動方式基于檢測同步整流管Vds電壓，通過判斷體二極管的導通情況進行算法程序處理，最終輸出理想的驅(qū)動信號。提出的方法電路結(jié)構(gòu)簡單，驅(qū)動信號精確，并且只需要一或兩個開關(guān)周期就能得到理想的同步整流驅(qū)動信號，動態(tài)性能較好。采用該驅(qū)動方法的72 W半橋LLC諧振變換器驗證了其有效性，樣機效率達到97.5%。

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（編輯：張 楠）