一種S波段直接頻率合成器的研制

魯長來，汪 煒(安徽四創(chuàng)電子股份有限公司，安徽 合肥 230088)

0 引 言

現(xiàn)代空管雷達系統(tǒng)需要具備對外部有源干擾在線偵察分析、發(fā)射頻點靈活選擇、捷變頻工作、高雜波抑制等使用功能，這些體現(xiàn)在其對頻率源性能上的要求就是相參本振信號低相噪、低雜散、密跳、快跳。在S波段空管雷達系統(tǒng)中，針對給定技術(shù)指標(biāo)要求的S波段直接頻率合成器來說，單從功能原理上考慮可以有無數(shù)種實現(xiàn)方案，最經(jīng)典的方法[1]就是通過倍頻、分頻、混頻產(chǎn)生若干個小步進低頻標(biāo)，通過梳狀譜發(fā)生器產(chǎn)生若干大步進高頻標(biāo)，再分別經(jīng)過開關(guān)濾波組件選頻濾波后組合混頻產(chǎn)生最終的跳頻本振信號工作頻率范圍。然而從系統(tǒng)優(yōu)化設(shè)計的角度出發(fā)，就會發(fā)現(xiàn)真正能讓人滿意的方案其實不多，因為設(shè)計一個具備較好工程化應(yīng)用價值的頻率合成器要涉及到諸如系統(tǒng)指標(biāo)的符合性、實現(xiàn)原理的正確性、設(shè)備復(fù)雜程度、元器件選型的合適性、整機系統(tǒng)的可用性、用戶可維修性、生產(chǎn)成本控制等很多方面因素。本方案設(shè)計的S波段直接頻率合成器在充分保證技術(shù)指標(biāo)實現(xiàn)的前提下，成功地把高速數(shù)字器件運用到電路設(shè)計上，同時優(yōu)化頻率合成窗口，最大限度地降低了合成器的設(shè)備量，并提升了該合成器被其他設(shè)備系統(tǒng)延伸應(yīng)用的可擴展性。

1 技術(shù)指標(biāo)

頻率范圍：2 090～2 290 MHz

跳頻步進：1 MHz

輸出功率：+11 dBm±1 dB

相位噪聲：≤-120 dBc/Hz@1 kHz，≤-125 dBc/Hz@100 kHz，≤-130 dBc/Hz@1 MHz

雜散抑制：≥70 dB

跳頻時間：≤2 μs

2 實現(xiàn)方案

圖1給出了早期S波段空管雷達直接頻率合成器的實現(xiàn)框圖，它采用了諧波發(fā)生器結(jié)合三選一開關(guān)濾波電路實現(xiàn)S頻標(biāo)2 400 MHz、2 480 MHz、2 560 MHz的產(chǎn)生與頻率選擇，采用倍頻、分頻、混頻并結(jié)合八選一開關(guān)濾波方法產(chǎn)生P頻標(biāo)270～340 MHz、步進10 MHz信號，然后通過S頻標(biāo)與P頻標(biāo)的混頻濾波放大組合輸出2 090～2 290 MHz、步進10 MHz的跳頻本振信號。該方案在電路實現(xiàn)上較為復(fù)雜，設(shè)備量相對較大，輸出信號的相噪指標(biāo)、雜散抑制指標(biāo)可以有效保證，但這種P頻標(biāo)產(chǎn)生方法很難實現(xiàn)1 MHz跳頻步進的功能，而且為了降低體積重量采用的八選一聲表開關(guān)濾波電路達到2 μs的跳變速度也很臨界，同時S、P兩級頻標(biāo)多頻點交叉組合混頻也帶來合成輸出信號功率平坦度調(diào)試?yán)щy。

圖1 早期S波段空管雷達直接頻率合成器

圖2給出了本方案的S波段空管雷達直接頻率合成器實現(xiàn)框圖，采用高速直接數(shù)字合成(DDS)電路直接產(chǎn)生密跳P頻標(biāo)270～470 MHz、步進1 MHz信號，然后直接連接寬帶P頻標(biāo)濾波器，無需設(shè)計專用的開關(guān)濾波電路，同時將晶振信號32倍頻放大濾波獲取S頻標(biāo)2 560 MHz的點頻信號，該信號在功能上既作為頻率搬移的高頻頻標(biāo)，又作為高速DDS電路的工作時鐘，為合成器的實現(xiàn)節(jié)約了電路硬件上不必要的消耗，最后通過S頻標(biāo)、P頻標(biāo)混頻、寬帶濾波放大輸出2 090～2 290 MHz、步進1 MHz的跳頻本振信號?，F(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)控制器在80 MHz時鐘的驅(qū)動下實現(xiàn)對高速DDS電路的高速控制接口配置，確保在時序上不影響合成器頻率切換速度要求。

圖2 本方案S波段空管雷達直接頻率合成器

3 性能分析

3.1 相噪性能

本案中合成器選用的參考源為80 MHz恒溫晶振，其相噪指標(biāo)為≤-155 dBc/Hz@1 kHz，≤-163 dBc/Hz@100 kHz，≤-168 dBc/Hz@1 MHz。綜合32倍頻器的理論相噪惡化程度及其附加噪聲的貢獻，S頻標(biāo)2 560 MHz信號的相噪可達到≤-123 dBc/Hz@1 kHz，≤-128 dBc/Hz@100 kHz，≤-134 dBc/Hz@1 MHz，以此對DDS輸出信號的理論歸一化得到理想的DDS輸出相噪為≤-138 dBc/Hz@1 kHz，≤-143 dBc/Hz@100 kHz，≤-149 dBc/Hz@1 MHz，而DDS器件本身的殘留相噪為≤-135 dBc/Hz@1 kHz，≤-150 dBc/Hz@100 kHz，≤-152 dBc/Hz@1 MHz，綜合得到實際DDS輸出信號的相噪應(yīng)為≤-133 dBc/Hz@1 kHz，≤-142 dBc/Hz@100 kHz，≤-147 dBc/Hz@1 MHz。合成器最終輸出信號2 090 MHz～2 290 MHz的相噪性能可以由式(1)估算[2]：

sφo=sφ1+sφ2

(1)

式中：sφo為混頻輸出信號相噪譜密度；sφ1為S頻標(biāo)信號相噪譜密度；sφ2為P頻標(biāo)信號相噪譜密度，混頻輸出信號的相噪和參與混頻的2個輸入信號各自的相噪水平緊密關(guān)聯(lián)。

從前面的分析可知，P頻標(biāo)的相噪?yún)?shù)比S頻標(biāo)的相噪?yún)?shù)整體上優(yōu)于7 dB以上，由式(1)推算可得最終輸出相噪在S頻標(biāo)的基礎(chǔ)上惡化不超過1 dB，基本達到≤-122 dBc/Hz@1 kHz，≤-127 dBc/Hz@100 kHz，≤-133 dBc/Hz@1 MHz，符合設(shè)計指標(biāo)要求。

3.2 雜散抑制性能

直接頻率合成器輸出信號的雜散抑制需要在電路逐級進行控制，倍頻電路的輸出雜散分布位置相對固定，雜散電平也容易估算，設(shè)計上通過優(yōu)化濾波器指標(biāo)設(shè)計、倍頻電路設(shè)計等手段完全可以實現(xiàn)高抑制度?；祛l電路輸出的雜散信號在優(yōu)化頻率窗口設(shè)計后再結(jié)合電路線性特性設(shè)計、有針對性的濾波器拓撲也可以實現(xiàn)較好的抑制度性能。而DDS的輸出雜散由于受到其相位截斷、D/A非線性、幅度量化誤差等因素的交叉影響造成雜散頻譜分布較廣而且復(fù)雜[3]，所以本方案中重點關(guān)注高速DDS電路輸出的雜散分布及抑制情況。DDS因相位截斷造成的輸出雜散的頻率和抑制度為[4]：

(2)

(3)

(4)

式中：RSC為雜散相對信號的抑制度；fc1和fc2為2個互為鏡像的雜散頻率點；P為相位截斷后的位數(shù)；L為頻率字去尾部零后的位數(shù)；K為頻率字尾部去零后的十進制值；fs為DDS工作時鐘頻率。

本案中DDS位數(shù)為32位，最高輸出頻率470 MHz，以最多截斷位數(shù)來評估，這里P=17,L=32，計算得到fc1=2 090.1 MHz，fc2=469.921 9 MHz，RRC=-102 dB。這與DDS的12位數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換器量化誤差和非線性誤差帶來的無雜散動態(tài)范圍(SFDR)限制相比相位截斷帶來的雜散抑制限制基本可以忽略。通常DDS器件會給出精細的SFDR出廠指標(biāo)測試參數(shù)供設(shè)計參考，本方案選擇的DDS輸出范圍在270～470 MHz內(nèi)，而實際DDS輸出濾波器設(shè)計在35 dB抑制處矩形系數(shù)為1.7，該寬帶范圍內(nèi)的輸出信號SFDR指標(biāo)達到75 dB，實際輸出信號的窄帶(1 MHz內(nèi))SFDR性能可達95 dB以上,完全滿足合成器輸出的雜散抑制要求。

3.3 跳頻時間性能

直接頻率合成器的跳頻時間決定因素主要包括接口控制轉(zhuǎn)換時間及合成器電路的響應(yīng)時間，本案中接口控制轉(zhuǎn)換時間受高速DDS的接口時間決定，電路上采用32位并行直接頻率控制方式，并由80 MHz時鐘驅(qū)動高速FPGA電路做數(shù)字譯碼、時序控制，單次頻率切換所需的控制接口時間小于50 ns，而頻率控制信息一旦到位，DDS器件內(nèi)部的頻率切換時間就很短了，約為10 ns以內(nèi)。該合成器其他電路的響應(yīng)時間決定于各級電路群延時特性的累積貢獻，整體上可以控制在100 ns以內(nèi)。所以整個合成器的跳頻時間性能在滿足小于2 μs的指標(biāo)要求上余量較大。

3.4 功率起伏性能

從合成器的實現(xiàn)方案上可以看出，S頻標(biāo)是點頻頻標(biāo)，不存在功率起伏問題，混頻輸出的2 090～2 290 MHz 信號由于相對帶寬較窄(約10%)，也沒有功率起伏指標(biāo)限制問題，而高速DDS輸出270～470 MHz 的信號相對帶寬較寬(約60%)，功率起伏問題值得關(guān)注。從DDS電路自身的工作機理研究上可得出，DDS輸出信號功率會出現(xiàn)因數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)采樣保持特性帶來的幅度隨著輸出頻率的增大而衰落的現(xiàn)象，主要呈現(xiàn)如下衰減規(guī)律：

(5)

式中：A為幅度衰減值；fs為DDS工作時鐘頻率；f0為DDS輸出信號頻率。

根據(jù)公式(5)計算得到在270～470 MHz輸出信號范圍內(nèi)，P頻標(biāo)的幅度起伏不超過0.5 dB，基本不限制合成器輸出的信號功率起伏。

4 研制結(jié)果

圖3、圖4、圖5分別給出了本案中S波段直接頻率合成器產(chǎn)品實物的輸出信號相位噪聲、雜散抑制、跳頻時間指標(biāo)測試結(jié)果，2 090～2 290 MHz頻段內(nèi)信號輸出功率起伏為±0.7 dB左右。其中，為了便于快捷直觀地測試信號在200 MHz跳頻帶寬上的跳頻時間值，采用了圖6的簡易測試方法，利用通用示波器直接觀測跳頻信號自身延遲相關(guān)輸出的電壓脈沖上升沿或下降沿時間值，則：

(6)

式中：Δφ2為積分相噪；L(fm)為單邊帶相噪譜密度；fm為頻偏；fm2為積分上限；fm1積分下限。

通過對相位噪聲曲線進行分段近似做積分運算可以得出本振信噪比對雷達系統(tǒng)改善因子的限制優(yōu)于65 dB。圖7 給出了應(yīng)用了該合成器的雷達系統(tǒng)激勵信號改善因子測試圖，通過式(7)計算：

(7)

圖3 合成器輸出信號相噪測試圖

可得激勵的改善因子值為61 dB(這里Bτ=1，fr=2 kHz)，比本振信號的信噪比指標(biāo)差，因為激勵信號改善因子值除了受到高頻本振信號信噪比影響外，還會受到低頻本振、波形產(chǎn)生等電路性能的影響。

圖4 合成器輸出信號雜散測試圖

圖5 合成器輸出信號跳頻時間測試圖

圖6 合成器輸出信號跳頻時間測試框圖

圖7 雷達系統(tǒng)激勵信號改善因子測試圖

5 結(jié)束語

雖然分頻鎖相合成器、混頻鎖相合成器、取樣鎖相合成器等間接頻率合成方法已經(jīng)發(fā)展和應(yīng)用了很多年，但直接頻率合成器技術(shù)和產(chǎn)品在目前的雷達系統(tǒng)應(yīng)用中還是占據(jù)了相當(dāng)重要的地位。得益于微波電路集成工藝及數(shù)字化器件技術(shù)的快速發(fā)展，直接頻率合成器也從原先的復(fù)雜臃腫走向了輕便化，再結(jié)合其固有的快跳、低噪聲性能，直接頻率合成器會越來越受到工程師的青睞[5]。本方案設(shè)計的S波段空管雷達直接頻率合成器實物已經(jīng)完成樣機研制、試驗，并在某型空管雷達整機系統(tǒng)上成功應(yīng)用，目前已經(jīng)轉(zhuǎn)入產(chǎn)品批產(chǎn)階段。

[1] 費元春.微波固態(tài)頻率源——理論、設(shè)計、應(yīng)用[M].北京:國防工業(yè)出版社，1994.

[2] 白居憲.低噪聲頻率合成[M].西安：西安交通大學(xué)出版社，1994.

[3] GENTILE K.如何預(yù)測DDS相位截斷雜散[EB/OL].[2017-09-10].http：//analog devices.

[4] 鄧潘.DDS相位舍位雜散信號的頻譜分析[J].雷達科學(xué)與技術(shù),2009，7(2)：151-153.

[5] 柴文乾.一種小型化低相噪S波段直接頻率合成器[J].雷達科學(xué)與技術(shù),2005，3(5)：306-309.