直流回饋型直流電子負(fù)載的設(shè)計(jì)與研究

王成，廖冬初，蔡華鋒

（湖北工業(yè)大學(xué)太陽(yáng)能高效利用湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心，武漢430068）

0 引 言

傳統(tǒng)機(jī)車電源出廠測(cè)試用負(fù)載基本上都是能耗型負(fù)載，在測(cè)試過(guò)程中不僅將電能完全消耗，同時(shí)還產(chǎn)生大量熱量，惡化了周圍的工作環(huán)境。隨著當(dāng)今社會(huì)高速發(fā)展，能源危機(jī)和環(huán)境污染日益嚴(yán)重，節(jié)能環(huán)保已成為當(dāng)今社會(huì)發(fā)展的必要前提。近年來(lái)能量回饋型電子負(fù)載引起了國(guó)內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注，目前所研究的能量回饋型電子負(fù)載其回饋側(cè)基本上都是交流電網(wǎng)［1-5］。針對(duì)機(jī)車上輸入側(cè)為直流的直流電源，例如在機(jī)車上廣泛使用的8 kW充電機(jī)，其輸入側(cè)為DC600 V，可直接將測(cè)試能量回饋到被試電源直流輸入側(cè)，相較于回饋側(cè)為電網(wǎng)的能量回饋型電子負(fù)載，其優(yōu)點(diǎn)是：（1）控制算法簡(jiǎn)單，更容易實(shí)現(xiàn)；（2）測(cè)試能量直接使用回饋能量，省去了逆變、整流等能量變換環(huán)節(jié)，避免了能量在多次轉(zhuǎn)換過(guò)程中產(chǎn)生的諧波和損耗；（3）降低了廠房的輸入總?cè)萘俊?/p>

本文針對(duì)此類電源出廠前所需進(jìn)行的輕載、滿載、過(guò)載、負(fù)載突增、負(fù)載突減、老化等一系列測(cè)試實(shí)驗(yàn)，設(shè)計(jì)了一種由升壓斬波電路和移相全橋電路級(jí)聯(lián)組成的，將能量回饋到測(cè)試電源輸入側(cè)的直流電子負(fù)載裝置，并通過(guò)仿真與樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的可行性。

1 工作原理及電路結(jié)構(gòu)

首先，由于電子負(fù)載前級(jí)主要功能是模擬測(cè)試直流電源輸出電流特性，相較于其他電路，升壓斬波電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制方便，并且其輸入側(cè)有大電感，使得輸入電流連續(xù)可控，當(dāng)采用電流控制時(shí)，系統(tǒng)為最小相位系統(tǒng)，內(nèi)動(dòng)態(tài)穩(wěn)定［6－13］。為了使升壓斬波電路電感電流能夠快速、準(zhǔn)確的跟蹤給定電流，并在電流突變的過(guò)程中無(wú)超調(diào)，前級(jí)采用單周期控制方式，使電流在最短的時(shí)間內(nèi)達(dá)到測(cè)試所需大小。其次，考慮到輸入側(cè)與回饋側(cè)需要電氣隔離，后級(jí)采用移相全橋逆變電路，利用高頻變壓器的變壓、隔離作用，將能量回饋到測(cè)試電源輸入側(cè)，供測(cè)試電源循環(huán)使用。由于回饋側(cè)同樣為直流電壓源，回饋電壓值被直流電壓源嵌位，所以回饋電壓可通過(guò)控制高頻變壓器原邊電壓間接控制。為了使變壓器副邊整流二極管能夠正常導(dǎo)通以及回饋電流穩(wěn)定，移相全橋電路采用輸入電壓外環(huán)、輸出電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)。合理的調(diào)節(jié)移相全橋輸入電壓大小，即可以將升壓斬波電路的占空比控制在安全范圍之內(nèi)，同時(shí)可以避免低壓大電流情況下高頻變壓器副邊占空比丟失嚴(yán)重的現(xiàn)象，使移相全橋能夠在較寬的范圍內(nèi)工作在ZVS狀態(tài)。

如圖1所示，測(cè)試電源通過(guò)輸入EMI濾波器接入電路，EMI濾波器的作用為平滑升壓斬波電路開(kāi)關(guān)過(guò)程中產(chǎn)生的高頻鋸齒波，使測(cè)試直流電源輸出特性更平滑，更接近真實(shí)負(fù)載。為升壓斬波電路輸入電感，通過(guò)控制器電流大小來(lái)模擬測(cè)試電源的帶載特性。即是升壓斬波電路的輸入電容，同時(shí)也是移相全橋電路的輸入支撐電容，由于大電容的存在，為前后兩級(jí)的獨(dú)立控制提供了方便。為高頻變壓器，通過(guò)高頻逆變實(shí)現(xiàn)輸入與輸出的電氣隔離。由于變壓器副邊整流橋的存在，使能量只能單向流動(dòng)，防止了回饋側(cè)能量倒灌的現(xiàn)象。為諧振電容，為諧振電感，用來(lái)彌補(bǔ)變壓器原邊漏感的不足，提高ZVS實(shí)現(xiàn)范圍。為隔直電容，用來(lái)消除因開(kāi)關(guān)管特性不一致而使變壓器原邊產(chǎn)生直流分量而導(dǎo)致的偏磁問(wèn)題。由于回饋測(cè)電壓為DC600 V，電壓等級(jí)較高，為降低副邊整流二極管電壓應(yīng)力，副邊采用雙繞組結(jié)構(gòu)，可有效將原來(lái)二極管的電壓應(yīng)力減小一半。每個(gè)二極管都并聯(lián)RC吸收電路，用來(lái)抑制由于二極管寄生參數(shù)和變壓器漏感在二極管換流過(guò)程中產(chǎn)生的電壓尖峰和寄生振蕩。

圖1 直流回饋型直流電子負(fù)載電路拓?fù)銯ig.1 DC feedback type topology of DC electronic load

2 負(fù)載模擬單周期控制策略

對(duì)于前級(jí)升壓斬波電路而言，由于UC1的大小主要由移相全橋電路控制，在討論前級(jí)負(fù)載模擬部分時(shí)，可將UC1看作恒定不變的量，即恒壓源。理想狀態(tài)下：

當(dāng)開(kāi)關(guān)管Q1開(kāi)通時(shí)：

當(dāng)開(kāi)關(guān)管Q1關(guān)斷時(shí)：

由式（1）、式（2）可知在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)，iL1以 Uin/L1的斜率上升；在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，iL1以（Uin－UC1）/L1的斜率下降。又由于Uin、UC1、L1都是衡量，所以上升、下降斜率恒定不變，即穩(wěn)定時(shí)開(kāi)關(guān)占空比固定。通過(guò)控制開(kāi)關(guān)管每個(gè)周期的開(kāi)關(guān)占空比，可使輸入電感電流快速跟蹤給定電流。

單周期控制的基本思想為：在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，使被控制量的積分值與給定量iL1的積分值相等，即使被控制量Iref的平均值等于給定量，如式（3）所示。

如上所述，iL1為上升、下降斜率固定的鋸齒波，所以單周期思想可等價(jià)為開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)間內(nèi)的積分值等于Iref的積分值，即一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)開(kāi)通開(kāi)關(guān)管，當(dāng)iL1的積分值大于等于Iref的積分值時(shí)關(guān)閉開(kāi)關(guān)管，等待下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始再開(kāi)通開(kāi)關(guān)管，重復(fù)此過(guò)程。

如圖2所示，首先通過(guò)脈沖發(fā)生器產(chǎn)生一路高頻方波，頻率為開(kāi)關(guān)頻率，通過(guò)布爾轉(zhuǎn)換器給RS觸發(fā)器的置位端S，即每個(gè)周期開(kāi)始時(shí)，輸出引腳Q輸出高電平，開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通。同時(shí)iL1與Iref開(kāi)始積分，當(dāng)iL1的積分值大于等于Iref電流給定值的積分值時(shí)，通過(guò)比較器、記憶環(huán)節(jié)、繼電器環(huán)節(jié)給RS觸發(fā)器的復(fù)位端R復(fù)位信號(hào)，輸出引腳Q輸出低電平，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷，同時(shí)停止積分，待下個(gè)周期到來(lái)，重新開(kāi)通開(kāi)關(guān)管，復(fù)位兩個(gè)積分器，從零開(kāi)始積分，重復(fù)此過(guò)程。（見(jiàn)圖3）

圖2 升壓斬波電路單周期控制模型Fig.2 Model of one cycle control for boost chopper circuit

圖3 電流閉環(huán)單周期控制工作過(guò)程Fig.3 Working process of one cycle control of inner-loop current

對(duì)于電感電流的紋波大小，由電感的伏秒平衡關(guān)系可得電流紋波峰峰值：

由式（4）可知在開(kāi)關(guān)頻率和輸出電感大小一定的情況下，由于升壓斬波電路中Uin＜UC1，所以UC1越大，輸入電流紋波峰峰值越大。

3 能量回饋設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)的移相全橋電路，基本上都是恒壓源輸入，輸出接負(fù)載，控制量為輸出電壓、輸出電流。而此處的移相全橋電路輸入相當(dāng)于恒流源，輸入電流大小為iD1＝iL1×（1－Dboost），其中 Dboost為 Q1開(kāi)通占空比，輸出與恒壓源相接，通過(guò)控制輸入電壓與輸出電流，使電能高效的從輸入恒流源流向輸出恒流源。由于移相全橋與降壓斬波電路的工作原理類似，不同之處僅為移相全橋變壓器副邊存在占空比丟失現(xiàn)象。所以移相全橋的小信號(hào)模擬可由降壓斬波電路得到，圖4（a）為移相全橋由降壓斬波電路變形后的等效電路，其中忽略了變壓器的變比和占空比丟失情況。

圖4 等效BUCK電路Fig.4 Equivalent circuit of buck circuit

由狀態(tài)空間平均法可得：

開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)，如圖4（b）：

開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，如圖4（c）：

平均化得：

將式（8）拉氏變化可得：

已知移相全橋得變壓器變比為：1∶N，占空比丟失大小為：

將占空比丟失和變壓器變比引入BUCK電路小信號(hào)模型可得如圖5所示移相全橋小信號(hào)模型。

圖5 移相全橋小信號(hào)模型Fig.5 Small-signalmodel of phase-shifted full bridge

圖6 移相全橋的閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Loop control structure diagram of phase-shifted full bridge

其中 Wu（s）為電壓調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)；Wi（s）為電流調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)。

電流內(nèi)環(huán)主要起限流作用，保證在負(fù)載突變測(cè)試過(guò)程中電流不會(huì)出現(xiàn)過(guò)大的超調(diào)量，為此電流內(nèi)環(huán)以跟隨性能為主。電壓外環(huán)的作用是使電子負(fù)載在完成各項(xiàng)測(cè)試任務(wù)是都能穩(wěn)定在220 V。由于的精度對(duì)系統(tǒng)性能的影響不大，又占空比對(duì)電感電流的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為慣性環(huán)節(jié)，對(duì)階躍響應(yīng)的跟隨性能好，電流內(nèi)環(huán)，電壓外環(huán)均選擇比例調(diào)節(jié)器，即Wi（s）＝K1，Wu（s）＝K2，雖然控制結(jié)果會(huì)存在一定的穩(wěn)態(tài)誤差，但是響應(yīng)速度快，并且能在負(fù)載突變測(cè)試時(shí)輸入電容電壓和回饋電流超調(diào)小。

4 仿真分析

仿真以機(jī)車上輸入為DC600 V的120 V/8 kW直流充電機(jī)為測(cè)試對(duì)象，其電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，控制模型如圖2、圖6所示。其中直流充電機(jī)輸出電壓為120 V，額定功率為8 kW，電感L1選擇0.8 mH，電容 C1選用1 mF，uC1ref設(shè)置為220 V，高頻變壓器T變比為1：2：2，諧振電感 L2選用10μH，隔直電容C6選用20μF，后級(jí)濾波電感L3為3 mH，濾波電容C15為400μF，回饋側(cè)電壓為600 V，升壓斬波電路與移相全橋電路開(kāi)關(guān)頻率f都選擇16 kHz。

圖7 滿載測(cè)試時(shí)波形Fig.7 Waveform of in full load test

比較圖7（a）、圖7（b）可以看出在滿載測(cè)試時(shí)，單周期控制下iL1的以最快時(shí)間到達(dá)給定值，并且無(wú)超調(diào)，無(wú)靜態(tài)誤差。與PI控制相比，其優(yōu)勢(shì)為調(diào)節(jié)時(shí)間短、無(wú)超調(diào)，并且避免了PI參數(shù)難以調(diào)解的麻煩，但紋波峰峰值較PI控制略大，可適當(dāng)增加輸入電感L1的大小，來(lái)減小電流紋波。

突增、突減負(fù)載測(cè)試是通過(guò)改變電子負(fù)載輸入給定電流來(lái)完成的，因?yàn)檩斎腚妷翰蛔儯淖冚斎腚娏骷茨軐?shí)現(xiàn)模擬負(fù)載功率的變化，仿真分別在每相隔2ms的位置對(duì)輸入電流的給定值進(jìn)行了突增、突減。從圖8（a）中可以看出在突增、突減負(fù)載時(shí)，通過(guò)控制移相全橋占空比大小能夠保持電容電壓恒定。圖8（b）為突增、突減負(fù)載時(shí)回饋電流波形，突增負(fù)載時(shí)，升壓斬波電路輸入電感電流突增，導(dǎo)致二極管D1長(zhǎng)時(shí)間關(guān)斷，為維持uC1恒定，減小電容放電電流，導(dǎo)致突然下降；反之，突減負(fù)載時(shí)，iL1突然減小，導(dǎo)致D1長(zhǎng)時(shí)間開(kāi)通，為維持uC1恒定，增大電容放電電流，導(dǎo)致iL3突然上升。當(dāng)調(diào)節(jié)過(guò)程結(jié)束后，系統(tǒng)會(huì)很快恢復(fù)穩(wěn)定。

由圖9（a）、圖9（b）可以看出，在25%輕載和滿載的情況下，超前和滯后橋臂IGBT在其對(duì)應(yīng)體二極管續(xù)流的過(guò)程中已經(jīng)開(kāi)通，即移相全橋?qū)崿F(xiàn)了超前和滯后橋臂的零電壓開(kāi)通。由此可以看出能量能夠高效、穩(wěn)定地回饋到測(cè)試電源輸入側(cè)，供測(cè)試電源循環(huán)使用。

5 實(shí)驗(yàn)研究

根據(jù)以上理論設(shè)計(jì)與仿真，搭建了一臺(tái)滿載功率為8 kW的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，所選器件參數(shù)與仿真一致。圖10為滿載測(cè)試時(shí)，即輸入電壓為120 V，給定電流為66.7 A，輸入電流iL1、變壓器原邊電壓uab、變壓器原邊電流、回饋電壓實(shí)驗(yàn)波形，圖11（a）為輸入電流iL1實(shí)驗(yàn)波形，圖11（b）為變壓器原邊電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形。

圖9 變壓器原邊電壓、電流波形Fig.9 Voltage and currentwaveform of the first winding of transformer

圖10 實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimentwaveforms

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明在系統(tǒng)穩(wěn)定工作時(shí)，直流回饋型直流電子負(fù)載能夠準(zhǔn)確的模擬被試電源的輸出電流特性，iL1的大小為66 A，并且輸入電流紋波只有6.4 A。從uab的大小可以看出中間直流母線電壓穩(wěn)定在220 V。比較變壓器原邊電壓、電流波形，可以看出在原邊電壓uab改變方向的瞬間，原邊電流iL2的方向還沒(méi)有改變，說(shuō)明此時(shí)IGBT體二極管還在續(xù)流，表明在IGBT開(kāi)通的瞬間，IGBT兩端電壓為零，所以移相全橋工作在ZVS軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，提高了系統(tǒng)的工作效率?；仞侂妷浩椒€(wěn)表明回饋電流對(duì)直流電源的沖擊小，電能能夠穩(wěn)定的回饋到被試電源輸入側(cè)，供被試電源循環(huán)使用。根據(jù)回饋電流iL3的大小為11 A，可以計(jì)算出最后的回饋功率為6.6 kW，效率為82.5%。

圖11 實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimentwaveforms

6 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)機(jī)車上輸入側(cè)為直流的直流電源，設(shè)計(jì)了一種將能量回饋到電源輸入側(cè)的直流電子負(fù)載。通過(guò)單周期控制方式，控制升壓斬波電路電感電流來(lái)模擬電源的帶載特性，并能夠快速、準(zhǔn)確地完成測(cè)試電源的各項(xiàng)測(cè)試任務(wù)。再通過(guò)移相全橋的能量單向流動(dòng)特性，將測(cè)試的電能回饋到測(cè)試電源輸入側(cè)，供測(cè)試電源循環(huán)使用，避免了能量多次轉(zhuǎn)換過(guò)程中帶來(lái)的諧波和耗損，達(dá)到節(jié)能環(huán)保的作用。通過(guò)仿真與實(shí)驗(yàn)論證了電路結(jié)構(gòu)和控制方式的可行性。