斷續(xù)模式無(wú)橋Boost PFC變換器的研究

高偉俊，陳乾宏

（江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院），南京211106）

斷續(xù)模式無(wú)橋Boost PFC變換器的研究

高偉俊，陳乾宏

（江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院），南京211106）

相較于傳統(tǒng)的Boost PFC變換器，無(wú)橋Boost PFC變換器省略了開關(guān)管前的整流橋，大大提高了變換器的效率。首先主要討論電流斷續(xù)模式下無(wú)橋Boost PFC的工作原理，推導(dǎo)理想狀態(tài)下其PF的表達(dá)式和電感的計(jì)算，探討實(shí)際工作中電路寄生參數(shù)對(duì)電感電流畸變的影響。然后針對(duì)DCM Boost PFC僅適用于中小功率場(chǎng)合這一缺點(diǎn)，引入了交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，提升了電路的功率量級(jí)。最后分別完成了單路500 W和兩路交錯(cuò)1 kW的變換器樣機(jī)實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

功率因數(shù)校正；無(wú)橋Boost變換器；電流斷續(xù)模式；交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)

有源功率因數(shù)校正變換器可以采用多種電路拓?fù)浜涂刂品椒╗1-3]，其中Boost PFC變換器應(yīng)用最廣泛。根據(jù)電感電流連續(xù)與否，可將其分為3種工作模式，即電流連續(xù)模式CCM（continuous current mode）、電流臨界連續(xù)模式CRM（current critical continuous mode）和電流斷續(xù)模式DCM（discontinuous current mode）。與CCM和CRM相比，DCMBoostPFC具有開關(guān)管零電流開通和升壓二極管無(wú)反向恢復(fù)等優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)由于開關(guān)頻率恒定，因此有利于電感和電磁干擾 EMI（electro-magnetic interference）濾波器的設(shè)計(jì)。然而一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的其電感電流平均值為非正弦形式，因此其功率因數(shù)PF（power factor）相對(duì)較低，尤其在高壓輸入時(shí)[4]。由于傳統(tǒng)Boost PFC變換器中整流橋的存在,其損耗與功率成正比,嚴(yán)重影響了變換器效率。為了提高效率，無(wú)橋PFC的拓?fù)浔粡V泛應(yīng)用[5]。相較于傳統(tǒng)Boost PFC，無(wú)橋Boost PFC省略了整流橋，使得每個(gè)導(dǎo)通時(shí)刻都只有2個(gè)開關(guān)器件導(dǎo)通，大大提高了變換器效率。

本文針對(duì)DCM模式下的無(wú)橋Boost PFC變換器，首先分析其工作原理，推導(dǎo)PF表達(dá)式，探討實(shí)際工作寄生參數(shù)對(duì)電流畸變的影響[6-8]；其次，為提高變換器的功率量級(jí)，引入交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，分析了交錯(cuò)并聯(lián)無(wú)橋Boost PFC的工作原理[9]；最后，制作了單路500 W和兩路交錯(cuò)1 kW的樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 DCM無(wú)橋Boost PFC變換器工作原理

1.1 無(wú)橋Boost PFC電路特性分析

圖1是無(wú)橋Boost PFC變換器主電路。相較于傳統(tǒng)的Boost PFC變換器，它省略了輸入端的整流橋，在提高電路效率的同時(shí)，簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)。

圖1 無(wú)橋Boost PFC主電路Fig.1 Main circuit of bridgeless Boost PFC

圖2DCM無(wú)橋Boost PFC電感電流波形Fig.2 Inductor current waveform of bridgeless Boost PFC in DCM

圖2 給出了DCM模式下，輸入電壓正半周期內(nèi)一個(gè)開關(guān)周期的電感電流波形。

設(shè)交流輸入電壓為

式中：Um為輸入交流電壓幅值；ω為角頻率。

則在開關(guān)管Q1導(dǎo)通期間有

式中：D1為占空比；T為開關(guān)周期；ILp為電感電流峰值，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，有

式中，fs為開關(guān)頻率。

開關(guān)管關(guān)斷期間，由電感兩端電壓伏秒平衡可得

式中：Uo為輸出電壓；D2為電感電流下降為0時(shí)對(duì)應(yīng)的占空比。由此可得

根據(jù)面積相等關(guān)系，可以得到電感電流平均值IL_ave與電感電流峰值的關(guān)系為

由此可得一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感電流平均值為

由電路拓?fù)淇芍?，輸入電流即電感電流?/p>

DCM模式下通常采用定占空比控制。當(dāng)占空比 D1固定時(shí)，由式（3）、式（7）可以看出，雖然電感電流峰值為正弦函數(shù)，但電感電流平均值即輸入電流，并不是按照正弦變化的，而是發(fā)生了畸變。

半個(gè)工頻周期內(nèi)輸入功率為

為方便計(jì)算,這里假定輸入功率等于輸出功率。由此可以得到輸入功率因數(shù)PF為

由式（10）可得輸入功率因數(shù)PF與Um/Uo的關(guān)系，如圖3所示。由圖見，Um/Uo越大，PF越低。

圖3 PF與Um/Uo的關(guān)系曲線Fig.3 Relation ship curve of PF and Um/Uo

1.2 寄生參數(shù)對(duì)電流畸變的影響

以上分析均建立在理想元器件的基礎(chǔ)上，而實(shí)際情況中，開關(guān)管、二極管及電感中均存在一定的寄生參數(shù)，而這些寄生參數(shù)將引起輸入電流畸變。開關(guān)管有3個(gè)寄生電容Cgd、Cgs和Cds，其中米勒電容Cgd一般較小，可以忽略，對(duì)開關(guān)管輸出電容影響較大的是Cds，其大小與漏源極電壓有關(guān)。二極管的結(jié)電容等效為電容Cd。由于Boost電感遠(yuǎn)大于電路中的寄生電感，因此寄生電感可以忽略不計(jì)。Boost電感中的磁損和銅損等效為寄生電阻Rs。

DCM模式下，考慮寄生參數(shù)的電感電流一般分為3個(gè)階段：Ton、Toff和Td，其波形如圖4所示。與理想情況相比其主要區(qū)別是電感電流進(jìn)入Td諧振階段，開關(guān)管關(guān)斷，二極管反向截止，Boost電感與寄生電容發(fā)生高頻諧振，從而引起電感電流畸變。因此本文將通過仿真實(shí)驗(yàn)來探討具體的寄生參數(shù)取值對(duì)于電感電流畸變的影響。

圖4 考慮寄生參數(shù)時(shí)DCM下電感電流波形Fig.4 Inductor current waveform in DCM considering parasitic parameter

2 交錯(cuò)并聯(lián)DCM無(wú)橋Boost PFC變換器工作原理

交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)在傳統(tǒng)Boost PFC電路中已經(jīng)得到廣泛應(yīng)用，本文主要介紹交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)在無(wú)橋Boost PFC變換器中的應(yīng)用。

圖5為交錯(cuò)并聯(lián)無(wú)橋Boost PFC變換器的主電路，它由兩路無(wú)橋Boost PFC電路并聯(lián)而得。在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，開關(guān)管Q1、Q2與Q3、Q4交替導(dǎo)通且相差半個(gè)開關(guān)周期。

圖5 交錯(cuò)并聯(lián)無(wú)橋Boost PFC變換器主電路Fig.5 Main circuit of interleave bridgeless Boost PFC

圖6 為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)驅(qū)動(dòng)信號(hào)與電感電流波形。據(jù)此可將一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)變換器的工作模式分為如下6個(gè)模態(tài)。

圖6 交錯(cuò)并聯(lián)無(wú)橋Boost PFC電感電流波形Fig.6 Inductor current waveform of interleave bridgeless Boost PFC in DCM

模態(tài) 1[t0-t1]：Q1導(dǎo)通，Q3關(guān)斷。 L1的電流線性上升；L2中的能量通過二極管放電。

模態(tài)2[t1-t2]：Q1導(dǎo)通，Q3關(guān)斷。L1的電流繼續(xù)線性上升；L2的電流下降為0。此時(shí)輸出電容為負(fù)載供能。

模態(tài) 3[t2-t3]：Q1、Q3均關(guān)斷。L1的電流線性下降；L2的電流仍為0。L1的能量通過二極管放電。

模態(tài)4[t3-t4]：Q1關(guān)斷，Q3導(dǎo)通。L1的電流線性下降；L2的電流線性上升。負(fù)載由L1供能。

模態(tài)5[t4-t5]：Q1關(guān)斷，Q3導(dǎo)通。L1的電流下降為0，L2的電流繼續(xù)線性上升。輸出電容為負(fù)載供能。

模態(tài) 6[t5-t6]：Q1、Q3均關(guān)斷。L1的電流為0；L2的電流線性下降。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 單路DCM仿真結(jié)果

根據(jù)第1.2節(jié)分析，本文采用Saber仿真軟件對(duì)單路DCM無(wú)橋Boost PFC進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)。設(shè)定Boost電路參數(shù)：輸入電壓220 Vac，輸出電壓400 Vdc，工作頻率 45 kHz，電感 50 μH。由于 Td階段的諧振為結(jié)電容Cd與輸出電容Coss的等效電容與Boost電感的諧振，為了方便，這里固定輸出電容Coss容值，通過改變結(jié)電容Cd和寄生電阻Rs的大小，來探究其對(duì)電流畸變的影響。當(dāng)不考慮寄生參數(shù)時(shí)，仿真電路THD=15.43%。

不同寄生參數(shù)時(shí)ΔTHD比較結(jié)果如表1所示。由表可見，當(dāng)固定Coss=400 pF，Rs=1 Ω時(shí)，結(jié)電容Cd的變化的確對(duì)電感側(cè)電流的畸變存在一定的影響，且該電容越大，電流畸變?cè)酱?。這是由于寄生電容越大，諧振時(shí)寄生在LC中的能量就越大，這使得高頻諧振電流增大從而導(dǎo)致電感側(cè)諧波畸變變大。由表可見，當(dāng)固定Coss=400 pF，Cd=100 pF時(shí)，寄生電阻Rs越大，電流畸變?cè)叫?。這是由于Td諧振階段，Rs對(duì)諧振能量具有一定的抑制作用，且Rs越大抑制作用越強(qiáng)，因此電流畸變?cè)叫　?/p>

表1 不同寄生參數(shù)下ΔTHD比較Tab.1 Comparison of ΔTHD under different parasitic parameters

3.2 單路DCM實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)以上分析結(jié)果，本文搭建了1臺(tái)單路500 W和1臺(tái)兩路交錯(cuò)1 kW的原理樣機(jī)。

圖7為滿載情況下輸入電壓為90 V和220 V時(shí)的輸入電壓Uin、輸入電流Iin、電感電流iL、輸出電壓Uo的實(shí)驗(yàn)波形。由電感電流iL波形可以判斷，在全電壓輸入范圍內(nèi)，電路均工作在電感電流斷續(xù)模式。由輸入電壓及輸入電流波形的比較可以看出，其相位基本保持一致，且輸入電壓越低，輸入電流越接近正弦，PF越高，這也與之前的理論分析一致。

圖7 滿載時(shí)不同輸入電壓下Uin、Iin、iL、Uo波形Fig.7 Waveforms of Uin,Iin,iLand Uoat full load under different input voltages

表2為不同輸入電壓下滿載時(shí)的PF曲線與效率值。由表中可以看出，在輸入電壓較低時(shí)，其PF值接近于1，隨著輸入電壓的增大，其PF逐漸減小，這與理論分析的結(jié)果一致。由各點(diǎn)效率可以看出，變換器的效率始終保持在95%以上，在輸入260 V時(shí)，其效率接近98%，這也驗(yàn)證了無(wú)橋PFC變換器高效率的優(yōu)點(diǎn)。

表2 不同輸入電壓下PF與效率值Tab.2 PF and efficiency under different input voltages

3.3 兩路交錯(cuò)并聯(lián)DCM實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖8為滿載情況下輸入電壓分別為90 V、220 V時(shí)的輸入電壓Uin、輸入電流Iin、電感L1電流iL波形。由輸入電壓及輸入電流波形的比較可以看出，其相位基本保持一致，且輸入電壓越低，輸入電流越接近正弦，PF越高。

圖8 滿載時(shí)不同輸入電壓下Uin、Iin、iL波形Fig.8 Waveforms of Uin，Iinand iLat full load under different input voltages

表3為半載和滿載情況下，輸入電壓分別為90 V和220 V時(shí)的PF和效率。由表和圖8波形可以看出，兩路交錯(cuò)并聯(lián)無(wú)橋PFC在實(shí)現(xiàn)功率量級(jí)提升的同時(shí)，仍然可以保證較高的PF和效率。

表3 滿載情況下，輸入電壓分別為90 V和220 V時(shí)的PF和效率Tab.3 PF and efficiency at full load with input voltages of 90 V and 220 V

4 結(jié)語(yǔ)

無(wú)橋Boost PFC變換器相較于傳統(tǒng)的PFC變換器，具有更高的效率。本文針對(duì)電流斷續(xù)模式下的無(wú)橋Boost PFC，分析了其工作原理，探討了在實(shí)際工作中寄生參數(shù)對(duì)電流畸變的影響。同時(shí)，為了滿足大功率的需求，本文將交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)應(yīng)用在無(wú)橋Boost PFC變換器中，在提高功率量級(jí)的同時(shí)，保證變換器的高效率和高PF。在理論分析的基礎(chǔ)上，本文分別完成單路500 W和兩路交錯(cuò)1 kW的樣機(jī)實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了其高效率的優(yōu)點(diǎn)。

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Research of Bridgeless Boost PFC in DCM Mode

GAO Weijun,CHEN Qianhong
（Jiangsu Key-Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion（College of Automation Engineering,Nanjing University of Aeronautics and Astronautics）,Nanjing 210016,China）

The bridgeless Boost PFC converter greatly improves the efficiency by omitting the rectifier bridge,when compared with the traditional Boost PFC converter.First,this paper mainly talk about the working principle of the bridgeless Boost PFC in discontinuous current mode,deduce the expression of PF under ideal state and discuss the influence of parasitic parameters on the current distortion of the inductance.Then,considering that discontinuous current mode（DCM） boost PFC is only applicable to small and medium-sized power,this paper introduces the interleaving technology to enhance the power level of the circuit.Finally,one 500 W single and one 1 kW interleaved prototype converter is implemented in the laboratory.The results verify the correctness of the theoretical analysis.

power factor correction;bridgeless boost converter;discontinuous current mode（DCM）;interleaving technique

高偉俊

高偉?。?990-），男，碩士，研究方向：功率因數(shù)校正技術(shù)，E-mail：gao_weijun@nuaa.edu.cn。

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.4.173

TM46

A

2015-12-08

陳乾宏（1974-），女，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向：功率因數(shù)校正變換器，磁集成技術(shù)以及非接觸能量供電系統(tǒng)，E-mail：chenqh@nuaa.edu.cn。