高頻AC-Link高壓充電電源

張政權，劉慶想，王慶峰，李 偉

（西南交通大學物理科學與技術學院，成都610031）

高頻AC-Link高壓充電電源

張政權，劉慶想，王慶峰，李 偉

（西南交通大學物理科學與技術學院，成都610031）

提出了一種基于AC-Link技術的新型充電電源，在各個工作過程都能實現(xiàn)零電流開關。采用電荷量分配的控制策略，分析電網電壓對換流相位的影響。對輸入線電流、線電流諧波和開關電流進行了仿真，最后進行了實驗驗證。實驗結果表明：電源平均充電速率為62.5 kJ/s，功率密度為0.6 W/cm3；電流波形能夠很好地跟隨電壓波形，實現(xiàn)高的功率因數(shù)，每相總的電壓諧波含量小于2%，總電流諧波含量小于10%；矩陣開關工作在軟開關條件且實現(xiàn)軟切換過程時，能夠實現(xiàn)高的效率；在阻性條件下，效率為93%。

充電電源；電荷量分配；功率因數(shù)

近年來，隨著脈沖功率系統(tǒng)向著高功率、小型化、高重復頻率和長壽命方向發(fā)展，對初級電源系統(tǒng)提出了更高的要求[1]。

基于DC-link技術的變換器在實現(xiàn)高功率密度方面取得了較大的發(fā)展。10 kW基于能量定量分配策略的變換器在所有條件下能夠智能調整開關頻率，確保零電流開關，采用了速度較慢的IGBT，在開關頻率高達55 kHz條件下能夠保持較低的損失，整機效率高達92%。采用強迫風冷，外形尺寸為482 mm×610 mm×254 mm， 功率密度為 0.3 W/cm3[2]。30 kW三電平并聯(lián)諧振電容充電電源采用納米晶磁芯變壓器，最高工作頻率為200 kHz，大大高于一般變換器的工作頻率。30 kW DC-DC模型功率密度達到8.72 W/cm3，明顯高于之前報道的脈沖功率應用的變換器[3]，但如果前級加AC-DC二極管整流器，功率密度迅速將減少，而且功率因數(shù)較低。

基于高頻AC-link技術變換器較傳統(tǒng)的dclink技術具有存儲元件體積小、無大容量電解電容器、高可靠性和快動態(tài)響應的優(yōu)點?？茖W應用國際公司（SAIC）開發(fā)了AC-linkTM技術大約10年，專利6118678于2000-09-12發(fā)布，此后已成功建成幾個軍用和商用系統(tǒng)[4,5]。為美國海軍設計的20 MW電力船舶推進電機驅動的功率密度5 W/cm3，效率為99%，功率因數(shù)可以控制為1，總諧波失真THD（total harmonic distortion）小于1%。普林斯頓大學電元系統(tǒng)（PPS）的30 to 200 HP變速驅動器已經商業(yè)化。PPS還開發(fā)了風能和太陽能并網逆變器，能夠滿足UL-1741、IEEE-1547和 IEEE 519-1992的要求。三相AC-AC高頻AC-link諧振變換器，采用零電壓開關，具有升壓和降壓以及雙向能量流動能力[6]，并實現(xiàn)了接近1的功率因數(shù)。

本文提出了一種電容器充電應用的新型高頻AC-Link變換器，由6組雙向開關和L-C串聯(lián)諧振實現(xiàn)零電流開關。該電容器充電變換器有以下優(yōu)點：①所有開關的開通和關掉都工作在零電流開關；②減少了磁性元件的數(shù)量，無大容量和低壽命的電解電容，具有高功率密度和高可靠性的特點；③功率因數(shù)接近1；④雙向能量流動能力。

1 新型高壓充電電源

新型高壓充電電源的拓撲結構如圖1所示，主要由三相輸入濾波器、12只絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）S1-S12組成的矩陣開關、LC串聯(lián)諧振電路、高頻高壓變壓器和全橋高壓整流電路組成。三相輸入濾波器由L和C組成的二階低通濾波器。濾波電容器采用“Y”型結構。矩陣開關中，每兩只IGBT反向并聯(lián)組成一個雙向開關，電流可以雙向流動；6組雙向開關組成全橋整流結構，矩陣開關與串聯(lián)諧振電路相連，能夠實現(xiàn)零電流開關和能量的雙向流動。

根據三相輸入相電壓ua、ub、uc的相對大小關系，將每個輸入相電壓周期劃分為12個區(qū)間，每個區(qū)間內相電壓的極性和大小確定，且保持單調變化。每個輸入相電壓周期為T1，則每個區(qū)間的所占的時間T2為T1/12，如表1所示。表中，Umax為絕對值最大的相電壓，Umid為絕對值居中的相電壓，Umin為絕對值最小的相電壓。

圖1 新型高壓充電電源拓撲結構Fig.1 Novel high voltage charger topology

表1 輸入電壓區(qū)間Tab.1 Input AC voltage section

定義線電壓 VM=|Umax-Umin|和 VN=|Umax-Umid|，定義UN為高線電壓，UM為低線電壓?？疾祀妷簠^(qū)間I,ua＞0，ub＜0，uc＜0， 三 相 輸 入 相 電 壓 滿 足|ua|≥|ub|≥|uc|，則 VM=|ua-uc|，VN=|ua-ub|。 由于串聯(lián)諧振電路的諧振頻率60 kHz遠遠高于工頻50 Hz，且在一個周期內相電壓變化極小，分析時可假定加載到諧振回路中端口電壓為恒定值。假定負載電容等效到初級的電容遠遠大于諧振電容，因此在一個諧振周期內，負載電容的電壓上升非常小，在分析過程中可將其看成一個直流源[7]，其主要工作波形如圖2所示。

t0時刻，驅動a相和c相對應的IGBT S2和S12，線電壓VM加載到諧振電路上，回路諧振電感Lr中的電流iLr增加，同時諧振Cr電容和負載電容CL開始充電。

t1時刻，驅動a相和b相對應的IGBT S2和S10，線電壓VN加載到諧振電路上，由于|ub|≥|uc|，此時c相的電流被自然換流，a相和b相形成電流回路，電流繼續(xù)按照串聯(lián)諧振電流特性變化，直至電流為0，此時諧振電容器電壓達到峰值。

t2時刻，驅動a相和b相對應的雙向開關中另外2只IGBT S1和S9，電流反向流動，諧振電容器開始放電，電流反向增加。

t3～t4時段，所有的IGBT處于斷開狀態(tài)，回路電流為0，諧振電容器Cr電壓為一個穩(wěn)定值。

t4～t5時段,驅動a相和c相對應的IGBT S5和S7，端口電壓-VM加載到諧振電路上，a相和c相形成電流回路，回路諧振電感Lr中的電流iLr反向增加，諧振電容Cr開始放電，負載電容CL繼續(xù)充電，諧振電容電壓VCr開始下降，負載電容的電壓Vo繼續(xù)上升。

t5～t6時段,驅動a相和b相對應的IGBT S3和S7，端口電壓-VN加載到諧振電路上，電流繼續(xù)按照串聯(lián)諧振電流特性變化直至為0，此時諧振電容器電壓達到負的峰值。

t7～t8時段,所有的IGBT處于斷開狀態(tài)，回路電流為零，諧振電容器Cr電壓為一個穩(wěn)定值。

t0～t8形成一個開關周期，其中 t0～t3和 t4～t7分別為諧振周期，諧振電容器上的電壓、諧振電流和驅動信號見圖2。

圖2 主要工作波形Fig.2 Steady-state waveforms

2 控制策略

在t0～t1時段內流出a相和c相的電荷量Q1為

在t1～t2時段內流出a相和b相的電荷量Q2為

在t2～t3時段內流回a相和b相的電荷量Q3為

則在t0～t3諧振周期內，從三相流出的凈電荷量Q為從濾波電容器吸取和回收的電荷量之差，即

采用電荷量分配的控制策略，使得從a相和b相流出的電荷量正比于各自相相電壓的絕對值，比例系數(shù)為k，表示為

換流相位θ為

其中：A＝UM-Vo+U0，B=VN-VM。

換流相位θ隨三相電網及輸出電壓變化的曲線如圖3所示。由圖可見，隨著負載電壓的升高和三相電網的變化，換流相位單調增大。

圖3 開關相位隨電網電壓和輸出電壓的變化關系Fig.3 Switch phase curves of grid voltage with different output voltages

圖4 諧振電流周期隨電網電壓和輸出電壓的變化關系Fig.4 Resonant current period of grid voltage with different output voltages

諧振電流周期Ts（用相位表示）隨三相電網電壓及輸出電壓變化的曲線如圖4所示。由圖可見，諧振電流周期隨著輸出電壓的升高，先變大后變??；隨著電網電壓的變化，諧振電流周期也是先變大后變小。

3 仿真結果

在Matlab仿真環(huán)境中建立仿真模型，仿真參數(shù)分別為：輸入三相交流線電壓為380 Vac，工作頻率 50 Hz；濾波電感 L1～L3為 10 μH，濾波電容 C1～C3為 60 μF，截止頻率 fc為 2 kHz；諧振電感 Lr為3.5 μH， 諧振電容 Cr為 2 μF， 諧振頻率 fr為 60 kHz；變壓器初級和次級線圈匝比N為1：110；負載電容 CL為 1.1 μF；開關頻率 fs為 30 kHz。

三相輸入相電壓與輸入線電流的波形如圖5所示，輸入線電流諧波含量分析如圖6所示。由圖可見，隨著輸出功率的增大，線電流增大，線電流波形平滑，能夠較好地跟隨相電壓，但頂部出現(xiàn)坍塌，且與相電壓之間有一定的相移，輸入線電流諧波含量小于5.69%。

圖5 三相輸入相電壓與輸入線電流波形Fig.5 Waveforms of the input AC phase voltage and input line current

圖6 輸入線電流諧波含量Fig.6 THD of the input line current

充電初期和末期，開關矩陣的電流is2、is10、is12如圖7所示。由圖可見，相電壓絕對值最大相一直有電流流過，其他兩相在工作過程中發(fā)生換流；相電壓絕對值最小相先工作，然后換流到相電壓居中相；換流時間與負載電壓和三相交流相電壓的相位有關；在相同的相位電壓點，換流時間隨著負載電壓的升高而增加。

圖7 充電初期和末期開關矩陣的電流Fig.7 Current waveforms of switch matrix in start and end of charging period

4 實驗驗證

基于AC-Link技術設計了串聯(lián)諧振高壓充電電源，其輸出功率為60 kW，輸出電壓50 kV，整體尺寸為711 mm×432 mm×311 mm，負載電容CL大小為2 μF。利用泰克P6015A高壓無源探頭測量負載電容的電壓，利用其高壓有源探頭和電流傳感器測量三相交流輸入電壓、開關電流和諧振電流。負載電壓和諧振電流的波形如圖8所示。由圖可見，電源給2 μF負載電容線性充電，充電結束時，電壓為50 kV，充電時間為4 ms，平均充電電流為2.5 A，則電源平均充電速率為62.5 kJ/s。由電源的平均充電速率和體積可以得到電源的功率密度為0.61 W/cm3。

圖8 負載電壓和諧振電流波形Fig.8 Waveforms of the load voltage and resonant current

圖9 換流期間開關換流波形Fig.9 Current waveforms of the switch matrix in the commutation state

充電初期和末期的開關電流is2、is10、is12如圖9所示。從圖中可以看出，隨著充電電壓的升高，切換時間從 1 μs增加到 2 μs，電流前半周期從 6 μs增加到7 μs，后半周期由于分布電容的影響變小，此外開關在切換過程中沒有出現(xiàn)電流尖峰，為自然軟切換，降低了開關的損耗，提高電源的效率。

在電源輸出連接阻性負載和連續(xù)工作條件下，輸入電流和輸入電壓波形如圖10所示。由圖可見，輸入線電流 ia、ib、ic波形為正弦，ia能夠很好地跟隨電壓ua波形，實現(xiàn)高的功率因數(shù)。在工作時間內功率因數(shù)測量平均值為0.99。

圖10 輸入相電壓和線電流波形Fig.10 Waveforms of input AC voltage and input line current

使用IDEAL 806電能分析儀測量輸入的電能質量，諧波如圖 11所示。圖11（a）為1～50次電壓和電流的諧波分布，電壓諧波小于1%，最大值出現(xiàn)在5次諧波處，電流諧波小于10%，最大值出現(xiàn)在7次諧波處。每相電壓和電流總諧波含量（THD）如圖11（b）所示，電壓 THD 分別為 1.2%、1.4%和 1.3%，其對應的電流THD分別為9.5%、9.5%和8.5%。電源輸入有功功率為67 kW，輸出電壓為25 kV，負載電阻為10 kΩ，輸出功率為62.5 kW，電源整體效率為93%。

圖11 電壓諧波分布和輸入電流THDFig.11 Voltage harmonic distribution and the THD of input line current

5 結語

本文提出了一種基于AC-Link技術的新型充電電源，分析一個開關周期的8個工作過程，并給出主要的工作波形。采用電荷量分配的控制策略給出了換流相位的表達式，分析了輸出電壓和電網電壓對換流相位的影響，并建立了Matlab仿真模型，對輸入線電流、線電流諧波和開關電流進行了仿真模擬和實驗驗證。實驗結果表明：實驗與仿真結果能夠很好地吻合，電源平均充電速率為62.5 kJ/s，功率密度為0.6 W/cm3；電流波形能夠很好地跟隨電壓波形，實現(xiàn)高的功率因數(shù)，每相總的電壓諧波含量小于2%，總電流諧波含量小于10%；矩陣開關工作在軟開關條件下，且實現(xiàn)軟切換過程，能夠實現(xiàn)高的效率，在阻性條件下，效率為93%。

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[2]Pokryvailo A,Carp C,Scapellati C.High power high efficiency low cost capacitor charger concept and demonstration[C].IEEE Pulsed Power Conference,2009：801-806.

[3]Sheng Honggang,Shen Wei,Wang Hongfang,et al.Design and implementation of a high power density three-level parallel resonant converter for capacitor charging pulsed-power supply[J].IEEE Transactions on Plasma Science,2011,39（4）：1131-1140.

[4]Rodriguez R,Drumheller W.AC-linkTMconverter topology for high voltage directed energy application[C]//Eighth Annual Directed Energy Symposium.Hawaii,2005.

[5]Evans C,Limpaecher R,Rodriguez R.Resonant link PFN changer and modulator power supply[C]//16th IEEE International Pulsed Power Conference.USA：Science Application International Corporation,2007：1495-1499.

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[7]程靜靜,馮德仁,潘緒超.基于DSP頻率跟蹤式串聯(lián)諧振變換器的研究[J].電源學報,2015,13（3）：50-54， 93.Cheng Jingjing,Feng Deren,Pan Xuchao.Study on frequency tracking series resonant converters based on DSP[J].Journal of Power Supply,2015,13（3）：50-54,93（in Chinese）.

HF AC-Link High Voltage Charging Power Supply

ZHANG Zhengquan,LIU Qingxiang,WANG Qingfeng,LI Wei
（School of Physical Science and Technology,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China）

A new charging power supply based on the AC-Link technology is proposed to realize ZCS in every process.Using the strategy of charge distribution,the influence of grid voltage on commutation phase is analyzed.The input line current,current harmonics and switching current are simulated,and the experimental verification is completed.The experimental results show that the average charging rate is 62.5 kJ/s,a higher power density of 0.60 W/cm3is achieved,and the power factor is 0.99 with the input line current waveforms following the input phase voltage.Total voltage harmonic is below 2%,and total current harmonic is below 10%.High efficiency can be achieved in case of soft switch and natural commution utilized,which is 93%with resistive load.

AC-Link;charge distribution;power factor

張政權

張政權（1983-），男，通信作者，博士，副研究員，研究方向：脈沖功率技術和電能變換與控制技術，E-mail：zhangzheng quan8@163.com。

劉慶想（1964-），男，博士，教授，博士生導師，研究方向：高功率微波系統(tǒng)研究，E-mail：liu_qingxiang@163.com。

王慶峰（1979-），男，博士，副教授，研究方向：脈沖功率技術、高壓脈沖調制器，E-mail：wangqingfeng17@163.com。

李偉（1987-），男，博士研究生，研究方向：大功率高壓電源的理論、控制系統(tǒng)和實驗研究，E-mail：liwei_chengdu@163.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.4.125

TM461.5

A

2015-12-17

中央高校基本科研業(yè)務費專項資金資助項目(268 2014ZT20，2682014CX090)

Project Supported by Fundamental Research Funds for the Central Universities（2682014ZT20,2682014CX090）