Filtered-OFDM系統(tǒng)中的鏈路子帶濾波器設計

馮天倫,白 勇

(海南大學 信息科學技術學院，海南 ?？?570228)

Filtered-OFDM系統(tǒng)中的鏈路子帶濾波器設計

馮天倫,白 勇

(海南大學 信息科學技術學院，海南 ?？?570228)

選取Matlab中FDAtool工具箱進行濾波器的設計，并以Filtered-OFDM下行鏈路為例，選取其中2個子帶分別加入適合各自帶寬的Hanning窗子帶濾波器，通過仿真改變?yōu)V波器的階數(shù)和保護帶寬研究了子帶接收端誤碼率的變化情況，最后給出了子帶濾波器的設計方法和參數(shù)分析.

Filtered-OFDM； 子帶級濾波； 濾波器階數(shù)； 保護帶寬

正交頻分復用(OFDM)技術作為一種高效的波形發(fā)生技術廣泛存在于4G通信時代，但仍有波形不夠靈活，頻譜帶外泄露高，對時頻同步要求嚴格的缺點[1].5G支持豐富的業(yè)務場景，每種業(yè)務場景對波形參數(shù)的需求各不相同.能夠根據(jù)業(yè)務場景來動態(tài)地選擇和配置波形參數(shù)，同時又能兼顧傳統(tǒng)CP-OFDM的優(yōu)點，是對5G通信的必然要求.由華為公司研發(fā)的Filtered-OFDM技術作為下一代移動通信的備選技術之一，適應5G通信基本的場景需求.多子帶的劃分和子帶濾波器的加入使Filtered-OFDM系統(tǒng)能夠支持不同子帶內(nèi)符號的異步傳輸，最大程度降低保護帶寬的消耗，提高系統(tǒng)的帶寬利用率，并且可以支持靈活的波形參數(shù)，根據(jù)服務場景的需要靈活配置子載波間隔大小、循環(huán)前綴長度和TTI長度等波形參數(shù)[2-3].此外，F(xiàn)iltered-OFDM子帶內(nèi)部采用和OFDM一致的信號處理方法，可以很好地兼容OFDM[4].

1 Filtered-OFDM系統(tǒng)簡介

1.1 Filtered-OFDM系統(tǒng)框圖 Filtered-OFDM將系統(tǒng)帶寬劃分為若干個子帶寬，每個子帶可以根據(jù)實際業(yè)務場景的需求配置不同的波形參數(shù).各子帶通過子帶濾波器進行濾波，從而實現(xiàn)各子帶波形的解耦[1]，其系統(tǒng)框圖如圖1所示.

從圖1中可以看出，與傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)相比，F(xiàn)iltered-OFDM系統(tǒng)在原來OFDM系統(tǒng)的基礎之上添加了子帶濾波器，其他部分并未做出任何的改變，體現(xiàn)了Filtered-OFDM系統(tǒng)對OFDM系統(tǒng)有較好的繼承性，同時利用子帶濾波器克服了傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)帶外泄露過高的缺點.Filtered-OFDM由于子帶級濾波器的加入，其子帶可以實現(xiàn)能量的物理隔離[5]，支持各子帶異步傳輸，免去大量同步信令的開銷，節(jié)省頻帶資源.

1.2 子載波映射 為了方便過程描述，以2個下行鏈路子載波為例，2個子載波的基本鏈路參數(shù)如表1所示.

Filtered-OFDM系統(tǒng)中子載波映射需要對2個子帶的子載波進行統(tǒng)一的定義編號.假設子帶1的子載波數(shù)量為M1，以子帶1的子載波間隔(Δf1=15 kHz)作為保護間隔的子載波數(shù)量為N1；子帶2的子載波數(shù)量為M2，以子帶2的子載波間隔(Δf2=30 kHz)作為保護間隔的子載波數(shù)量為N2.其中子帶1的子載波數(shù)量M1在2 048個總子載波數(shù)量中的編號為[Kmin，Kmax]，Kmin和Kmax的取值范圍為[-1 023,1 024]內(nèi)的整數(shù)，如圖2所示.

表1 Filtered-OFDM子帶參數(shù)

參數(shù)子帶1子帶2基帶采樣率/MHz30．7230．72FFT＿SIZE/個20481024子載波間隔/kHz1530子載波數(shù)/個4824調(diào)制方式QPSK16?QAM子帶寬度/kHz720720循環(huán)前綴長度160?1；144?6224?1；200?4OFDM符號長度153606144

由圖2的關系，有

(1)

(2)

其中，子帶2的子載波編號為[Lmin,Lmax]，且Kmax+N1必須為偶數(shù).

根據(jù)圖2同時也可以求出子帶1和子帶2的中心頻點的頻率

(3)

(4)

以2個子帶均為720 kHz為例，則M1=48,M2=24.假設子帶1的子載波映射編號為[-24,-1]，[1,24]，中間的0號子載波為直流分量，不做數(shù)據(jù)映射.假設N1=0，N2=1，(保護子載波的數(shù)量應當綜合考慮功率譜、子帶間干擾的水平以及子帶的調(diào)制編碼類型來確定，所以是可變的，可根據(jù)實際情況具體來選擇)即以子帶2的子載波間隔大小作為2個子帶間的保護間隔的寬度.根據(jù)式(1)和(2)可以得出經(jīng)過統(tǒng)一映射后的子帶2的子載波編號為[14,37].

2 子帶濾波器設計

2.1 窗函數(shù)選擇 濾波器的設計中，從實現(xiàn)復雜度與易用性方面考慮，選擇窗函數(shù)法.首先根據(jù)目標子帶的帶寬生成一個時域的sinc脈沖，然后用一個窗對此時域的脈沖做一個軟截斷[6-7]，得到需要的濾波器.從時域來看濾波器的形成過程如下

wsin c·wwin=wfilter

.

(5)

需要注意的是，由于生成的濾波器在通帶邊緣會產(chǎn)生失真，因此sinc脈沖所對應的通帶寬度應略微大于子帶的帶寬，并且保證濾波器通帶內(nèi)接近于平坦度的相應，即整個通帶內(nèi)的衰減都為0 dB.

濾波器設計的優(yōu)劣主要從2個方面考慮：1)是否能在比較小的保護帶的前提下更好地支持信號的傳輸；2)能否適配高階調(diào)制與高碼率速率的傳輸[8].

圖3是分別用階數(shù)為256的Hamming窗與Hann窗設計的低通濾波器的幅頻響應.從圖3中可以看出，雖然Hamming窗帶外較為陡峭，但是遠端的帶外抑制能力Hann窗的抑制效果更好，可達到-200 dB遠小于Hamming窗的-100 dB，因此選擇使用Hann窗.

2.2 保護帶寬 因為在Filtered-OFDM框架下，2個子帶均采用了不同的參數(shù)，因此并不是正交的，雖然采用了濾波器去限制各個子帶的帶外泄露，但是仍然不能完全保證子帶間的互無干擾，所以需要在2個子帶間空置保護帶，來作為子帶的保護帶寬.

假設設計出的發(fā)送端基帶低通濾波器的系數(shù)為h=(h0,h1,…,hT-1)，其中T為濾波器的長度,則子帶1發(fā)射端濾波器可表示為

(6)

子帶2發(fā)射端濾波器可表示為

(7)

由于Filtered-OFDM的接收端采用與發(fā)射端相對應的匹配濾波機制，則有

子帶1接收端濾波器

(8)

子帶2接收端濾波器

(9)

值得注意的是，由于濾波器設計采用FDAtool方法，所以輸出濾波器系數(shù)均為實數(shù)[9]，因此接收端的匹配濾波器實際上還是原來發(fā)射的端濾波器.

3 仿真實現(xiàn)與分析

3.1 仿真實現(xiàn) 以Filtered-OFDM下行鏈路為例，選取其中2個子帶，2個子帶根據(jù)子載波映射中介紹的方法進行統(tǒng)一的編號，具體參數(shù)如表1中所示.濾波器的設計過程則以子帶濾波器中介紹的方法進行，具體仿真中通過比較不同濾波器階數(shù)和不同保護間隔大小下2子帶的誤碼率性能來設計出性能較優(yōu)的濾波器.

如圖4所示，由于OFDM采用方波作為基帶波形，旁瓣較大，功率譜的帶外泄露達到-40 dB左右.Filtered-OFDM通過在OFDM符號上添加濾波器，可以起到壓縮旁瓣的作用；隨著濾波器階數(shù)的增大，帶外功率譜抑制的效果越來越好.在256階濾波器的條件下，功率譜的帶外泄露可以降低至-50 dB以下，并且在更高階的濾波條件下可以看出，子帶間已經(jīng)出現(xiàn)了很顯然的間隔，已基本實現(xiàn)子帶間能量的物理隔離，從而很好的保護通帶帶寬內(nèi)不被相鄰子帶所干擾.

從圖5中可以看出，隨著保護帶寬的逐漸增大，子帶1和子帶2邊界越來越明顯，即實現(xiàn)了子帶間能量的分離，所以為了實現(xiàn)子帶間能量的隔離，增大保護帶寬的大小也是一種很有效方法.

圖6是在高斯加性白噪聲信道保護帶寬為零情況下，子帶1的誤碼率性能曲線.從圖6可以看出，濾波器階數(shù)較大時，子帶數(shù)據(jù)的誤碼率較高，隨著濾波器階數(shù)逐漸減小，誤碼率明顯降低.在濾波器階數(shù)為64時性能最好，但當濾波器階數(shù)繼續(xù)減小誤碼率反而會上升，究其原因，當濾波器階數(shù)很高的情況下，雖然具有較好的帶外抑制能力，但是由于濾波器階數(shù)過高而引入的符號間干擾將會給系統(tǒng)帶來惡劣的影響，且遠大于其在帶外抑制中所帶來的增益，但是當濾波器階數(shù)過小的時候，濾波器則完全沒有濾波的效果，即波形通過濾波器之后，子帶外的干擾很明顯，從而會落入相鄰子帶影響系統(tǒng)的誤碼率性能.

圖7是在高斯加性白噪聲信道保護帶寬為5*30kHz的情況下，子帶1的誤碼率性能曲線.從圖7可以看出，濾波器階數(shù)較大時，子帶數(shù)據(jù)的誤碼率較高，隨著濾波器階數(shù)逐漸減小，誤碼率明顯降低，但在濾波器階數(shù)為32時未出現(xiàn)性能的拐點.綜合圖6和圖7來看，保護帶寬為5*30 kHz的時Filtered-OFDM系統(tǒng)子帶1的性能均優(yōu)于相同條件下保護帶寬為零的情況，具體原因是在保護帶寬較大的情況下，雖然濾波器的階數(shù)很小，幾乎沒有濾波效果，即子帶間的帶外泄露較高，但是由于保護帶的存在，子帶間的干擾會隨之落入保護帶中，并不會影響相鄰帶的性能，所以不會影響系統(tǒng)的誤碼率性能.

3.2 仿真結果分析 從仿真實驗可以看出，隨著子帶濾波器階數(shù)的提高，帶外泄露的抑制效果會越來越好，但是高斯加性白噪聲信道下的誤碼率性能會變差.當濾波器階數(shù)較大時，則會引起帶內(nèi)失真從而造成時域嚴重符號間干擾[10]，導致性能損失；當濾波器階數(shù)過低時，保護帶寬不夠大，誤碼率也會提高，其原因是濾波器階數(shù)過低導致其帶外抑制性能不好，達不到濾波的效果，會有相鄰子帶的能量進入本子帶，從而產(chǎn)生干擾.在仿真中Filtered-OFDM系統(tǒng)在僅經(jīng)過高斯加性白噪聲信道的情況下，當濾波器的階數(shù)與OFDM符號循環(huán)前綴(CP)的長度一半相當?shù)那闆r下，具有最好的誤比特率曲線.

當濾波器階數(shù)過高，遠大于OFDM符號的循環(huán)前綴的時候，濾波的拖尾效應會額外引入ISI，雖然較好的抑制帶外泄露，但誤碼率反而會更高.關于濾波器拖尾的處理，因為信號的濾波相當于在時域信號與濾波器的沖激響應作線性卷積，經(jīng)過卷積后會在信號的前面和后面產(chǎn)生一定長度的拖尾信號，拖尾的長度與濾波器的特性有關，可以通過增大循環(huán)前綴的長度來消除由于信號拖尾所造成的干擾[11].

從圖6和7還可以看出，增大保護帶寬的大小確實可以獲得更好的誤碼率曲線，不過犧牲有限帶寬來換取誤碼率的提升是不可取，反觀保護帶寬為零(即沒有任何保護帶寬的情況下)時的誤碼率曲線，F(xiàn)iltered-OFDM也同樣獲得了不錯的性能.由于為了實現(xiàn)方便同時增大對比效果，并未進行交織和差錯編碼，因此在良好的差錯編碼與比較良好信道環(huán)境下，F(xiàn)iltered-OFDM系統(tǒng)的保護帶寬可設置為較小的數(shù)值.

4 小 結

通過仿真得出了Filtered-OFDM下行鏈路子帶濾波器的設計原理和參數(shù)考慮，重點分析了子帶濾波器階數(shù)、保護帶寬等參數(shù)對系統(tǒng)功率譜密度和誤碼率的影響.由仿真實驗可知，F(xiàn)iltered-OFDM在保證頻譜泄露較小的前提下，當CP長度一定時，可以通過適當減小濾波器階數(shù)的方式來提升系統(tǒng)的性能，并且在達到誤碼率性能的要求下，子帶保護帶寬可適當降低.

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Design of Link Sub-band Filter for Filtered-OFDM System

Feng Tianlun, BaiYong

(College of Information Science and Technology, Hainan University, Haikou 570228, China)

In the report, the FDAtool toolbox in Matlab was selected to design the filter and the Filtered-OFDM down link was used as an example. The two sub-bands were selected, and into which the Hanning window sub-band filters fitful for the respective bandwidth were joined. The simulation experiments were performed to change the order of the filter and protect the bandwidth, and the change of the bit error rate of the sub-band receiver was analyzed. The design method and parameter analysis of the sub-band filter were proposed.

Filtered-OFDM; sub-band filter; filter order; protection bandwidth

2017-03-14

國家自然科學基金(61561017)

馮天倫(1992-)，男，江蘇南通人，海南大學2014級碩士研究生，研究方向：5G移動通信，E-mail:nantongftl@163.com

白勇(1970-)，男，河南商丘人，教授，博士，博士生導師，研究方向：移動通信，E-mail：bai@hainu.edu.cn

1004-1729(2017)02-0100-06

TN 919

A DOl：10.15886/j.cnki.hdxbzkb.2017.0018